1 引 言

在便攜式及車載型電臺中，多采用直接調頻技術，應用以電壓調控的變容二級管，使振蕩器的頻率產生偏移，由于鎖相環環路誤差傳遞函數的高通特性，被搭載的調制信號不能出現阻帶內的低頻或直流分量，數字調制即表現為長“0”或長“1”的狀態，否則會使頻偏降低或消失。這對數傳電臺不利，為此可對基帶數據進行擾碼，減小長“0”或長“1”的狀態，但又會帶來誤碼的傳遞，為了解決這個問題本文提出采用雙調制鎖相頻率合成器的方法。

2 雙調制電路工作原理

雙調制鎖相頻率合成器構成如圖1所示，fo一般用高精度和高穩定晶體產生，以達到鎖相輸出頻率和晶振同等級別的性能。這種系統可以被用來直接調頻，作為模擬調制或數字調制。一般鎖相調制電路只調制VCO，而雙調制方法就是既調制VCO，又調制晶體基準源，通過兩者互相補償來實現任意低頻調制頻偏。

根據環路的線性相位模型［1］，可以分別計算雙調制中UF1（t）和Uf2（t）的調制作用，以下均以拉普拉斯變換表示。

單獨考慮UF2（t）的調制時θ1（s）=0，產生的輸出相位為：

由式（3）、式（6）可得

He（s）具有高通特性，所以必須使調制頻率在他的通帶之內才行，進入阻帶后調制頻偏很小，甚至消失。

若選擇G1（s）=G2（s）=1，則總輸出相位為：

當K1/M=K2/N=K時

由此可見雙調制電路可以使兩個調制的效果相互補償，得到在很寬調制范圍內頻偏正比于調制信號的FSK調制器，同樣也適合模擬的FM調制。

環路中配備了可預置分頻器“N分頻”和“M分頻”，軟件可控，通過單片機控制可實現任意頻率的輸出，即：

3 電路設計與實現

雙調制的VCO調制部分采用變容二極管組成的西勒振蕩［2］，電路如圖2所示。其中D4用于鎖相環路自調節，D3用于FSK調制，Q4及周邊的元件構成振蕩器的核心電路，產生實際所需的射頻信號源，Q5和Q7是緩沖電路，其中Q5輸出信號提供給鎖相環，作為頻率（或相位）反饋信號，Q7是一個反向放大器，輸出信號提供給功率放大器。之所以要用Q5，Q7，緩沖，是為了隔離負載效應，避免功放的輸入阻抗對壓控振蕩器的頻率產生牽引，影響頻率的精度。

另一調制部分采用VCXO實現，該器件為集成有源品振，可使能輸出，且有一電壓輸入控制端，可使VCXO輸出頻率在±100 ppm左右的范圍內調整，如NKG公司的VCXOS1E050。采用此器件，晶振源和相應的調頻器就可方便實現，電路簡單，體積小。

可預置分頻器和鑒相器采用集成電路LMX1602，SPI接口控制，是一個雙模鎖相環，內部包含2個可獨立設置的PLL電路，工作頻率可達1 GHz，在這只使用其中一路。

TX DATA為需調制的數據基帶信號，一路直接調制VCO，一路反相后通過運放組成的加法器調制VCXO，加法器的另一輸入端FCT用于微調載波頻率，以保證載頻的精度。具體電路如圖3所示。

此電路通過單片機設置LMX1602相關寄存器，即可輸出1 GHz以內任何載頻的FSK調制射頻信號，載波的精度和穩定度同晶體的相當。

4 實驗結果

分量，當K1/M=K2/N=K和G1（s）=G2（s）=1同時成立時，兩個分量的相減為零，即在環路鎖定時，無調制和雙調制的θe值是一樣的，具體表現為LPF低通輸出后的電壓值保持不變，所以調試時可通過高精度萬用表觀察LPF低通輸出后的電壓來確定參數是否調好。

為了實驗其效果，實際制作了一套無線收發器，通過對比直接鎖相調頻（只調制環路VCO的變容二極管）調制解調的波形來觀察雙調制鎖相調頻的補償效果。設計鎖相環的環路帶寬為600 Hz左右，調節可調信源，分別用1.2 kHz，600 Hz，300 Hz，150 Hz和75 Hz的方波作為調制信號來觀察調制解調的效果，實際波形如圖5和圖6所示，橫坐標為時間，縱坐標為解調信號的幅度，左上角為對應測得的信號頻率。調頻接收機采用了正交鑒頻，輸出的幅度大小就代表輸入信號頻率的大小，即可方便觀察發射調制信號產生頻偏的大小。其中圖6左列為鎖相頻率合成器采用直接鎖相調頻解調后的波形，從波形可以看出當頻率小于600 Hz（環路帶寬）后調制的頻偏慢慢消失，到75 Hz時，方波調制產生的頻偏只有邊沿處有效，電平持續的后續部分慢慢被環路自調整而抵消。

由于測量誤差，兩個調制很難完全相互補償，加上收發系統帶寬的限制，使得解調的波形并不是完全和接收一樣，但對于數字系統，這種微小的誤差并不影響接收端對調制信號的判決，實際用于無線收發系統，對于包含有長“0”或長“1”的信號，都能正常接收解調。

5 結 語

雙調制電路構成簡單，當K1/M=K2/N=K和G1（s）=G2（s）=1同時成立時，既能滿足窄帶調頻，又能滿足寬帶調頻，且不必擔心數據長“0”和長“1”的情況。調試時，通過觀測LPF輸出電壓是否變化即可方便判斷補償是否調好，為數傳電臺提供了一種高性能的實現方案。