混合分立式功率放大器設計

電路設計

我們前面展示的分布式放大器技術對MMIC效果明顯。然而，對于混合分立式設計來說，要實現多級是十分困難的。我們選擇采用一種橋接T拓撲結構，將單個晶體管的輸入端匹配至50Ω。我們選擇了合適的晶體管的尺寸，以便輸出端的50Ω端口與其目標負載線完好匹配，因此，放大器輸出端可以不匹配。我們選擇了一款周長為1.24mm的晶體管。另外，借助周長為2.48mm的晶體管也可實現不錯的負載線，其一般具有更高的效率和更低的功率密度。要進一步優化性能，可以在電路板級進行更多匹配。MMIC成品如圖4所示。芯片的最終尺寸為1.277mm ×1.06mm。用周長為2.48mm的晶體管（本文中未討論）打造的另一款芯片的尺寸為1.277mm ×1.305mm（大23%）。

圖4：用于混合分立式功率放大器解決方案的MMIC成品圖（左）和原理圖（右）。

橋接T拓撲結構是Zobel網絡的修改版，可以在輸入端提供恒定阻抗。用于匹配晶體管輸入端的拓撲結構如圖4所示。該電路的匹配設計可在30MHz至2700MHz范圍內提供良好的回波損耗性能。橋接T匹配的不足之處在于，網絡損耗較大。然而，在這些低頻下，晶體管擁有較大的增益，可以平衡掉這些損耗，從而使芯片在各種頻率下均能無條件保持穩定。因此，對于該工作頻率，橋接T是一種非常合適的選擇，不會影響性能。

橋接T網絡的低頻性能在很大程度上取決于并聯網絡中的阻抗。為了在低頻下實現實部阻抗，需要使用一個較大的電容。為此，我們用一個焊盤連接一個片外電容（見圖4中的外部電容）。由于MMIC的輸入端已匹配至50 Ω，因此，輸入網絡不需要進行其他匹配。此外，器件在尺寸設計上已在輸出端提供近50 Ω的負載線，因此，輸出匹配網絡只需要一個串聯L并聯C網絡以保障高頻性能，然后，在低頻下提供50Ω的負載阻抗以保障寬帶性能。輸入和輸出匹配網絡都采用了寬帶偏置網絡，并部署在一塊4”×3”的應用板上。

混合式放大器的測量值

我們在一塊用Rogers 4350B制成的電路板上對最終器件進行了測試。50Ω匹配輸入表現良好，能在40MHz至2.7GHz的范圍內實現10dB的回波損耗，在低至30MHz的頻率范圍內實現7dB的回波損耗（圖5）。器件在低頻下實現12dB的增益，在高頻下實現17dB的增益。

在32V和脈沖條件下，放大器實現了5W的典型輸出功率（或者，4W/mm的功率密度），在1至2.7GHz范圍內實現45%的功率附加效率（圖6）。我們選擇了脈沖而非CW工作模式，因為評估板限制了總功耗。另外，我們在1至2.7GHz范圍內對數據進行了測量，因為我們無法在1GHz以下構建脈沖試驗臺。

討論

結果表明，兩款放大器均能在30~2700 MHz范圍內工作，二者具有相似的輸出功率密度。完全匹配的MMIC在器件尺寸以及輸出功率的選擇方面表現出較大的靈活性，但其代價也比較大。另一方面，我們展示的混合式解決方案具有較為獨特，器件尺寸固定，因此對性能形成了限制；較小或大得多的晶體管都無法在整個帶寬范圍內取得良好效果。但是，由于芯片尺寸非常小（為MMIC的1/4，但功率僅少一半），因此其代價更能令人接受。另外，最多可以使用兩倍周長的晶體管，可實現類似MMIC的性能，芯片尺寸增幅也不大（23%），并且混合式解決方案可使用外部元件進行調整，以在特定頻段范圍內實現更加優化的性能。然而，MMIC解決方案由于要處理的寄生電容較少，所以可以實現卓越的性能。歸根結底，如果系統側重于打造一種低成本的解決方案，并且可以犧牲一定的性能，則混合式解決方案是更合適的選擇。然而，如果系統要求以較高的代價提供特定的性能，則MMIC解決方案是更好的選擇。盡管如此，實踐表明，兩種設計技術都是寬帶條件下的有效選擇。

圖5：混合MMIC分立式功率放大器的小信號S參數實測值。

圖6：混合式解決方案的實測Pout和漏極效率。放大器驅動至3dB壓縮點，所用脈沖寬度為100us，占空比為20%。

結論

本文介紹了兩種不同的放大器平臺，即全集成式MMIC和混合封裝式放大器，兩者均可在30 ~2700MHz范圍內實現領先的性能。其實現方法是在MMIC上運用行波技術，在混合式設計中，則是運用橋接T拓撲結構使晶體管匹配至50Ω。兩種技術各有優點，在性能和成本方面各有折衷。