在汽車電子系統之中，溫度的管理一直是個挑戰，一般會要求系統能夠正常工作在-40°C ~ + 65°C的環境溫度之下。而機殼之內的環境溫度還會有20°C左右的溫升，所以PCB板實際需要承受的最高環境溫度會高達+ 85°C。

然后，進一步著眼于局部區域，如電源、CPU等模塊將會是發熱大戶，更一步加劇了機殼內的環境溫度，嚴苛的環境實際上已經逼近很多芯片的耐溫極限了。因此，在系統設計的初期，必須規劃好熱管理（Thermal Management）策略以及設計對應的措施。

比較簡單粗暴，但是有效的散熱措施就是增加一臺散熱風扇，當然這會增加設計成本及機器噪音。所以，我們在設計風扇電路時的要求也是基于這兩個基本的出發點：

1）、電路必須簡單，低成本；

2）、風扇的轉速與噪音成正比，所以要求風扇的轉速可測、可控。系統會根據環境溫度調整風扇轉速，最好是無級調速，力求散熱效率與噪音之間的平衡。

風扇的結構：

風扇的核心部件是一只外轉子的無刷直流電機。所謂外轉子，是指線圈不動（定子），磁鐵旋轉（轉子）；所謂無刷直流電機，是沒有電刷的直流電機，使用霍爾感應器代替電刷。

圖1.1 散熱用風扇

在原理上，一成不變的直流電壓是無法讓電機持續運轉的，因為它會被“異性”牢牢地吸引住，攜手到白頭。電機持續運轉的前提是，有一方必須“花心”，轉子也好，定子也行，所以轉子與定子之間“分分合合”，不斷尋找新歡，然后就轉動了起來。

當電機轉過180°時（這是相位角度，注意不是物理角度），正好線圈感應的N和S極與磁鐵的S和N異性相吸，此刻將通往線圈的電壓交換正負極，然后由“異性相吸”轉變為“同性相斥”，所以轉子又得以轉過180°，然后繼續變換正負極，電機得以持續轉動。

不斷“挑唆”線圈變換正負極的裝置叫做換相器，它可以是機械式的電刷，也可以是電子式的霍爾感應器。顯然機械式的換相器簡單，成本低，但是噪音大，有磨損，壽命短，如圖1.2示意；電子式的霍爾感應器，壽命長，但是需要專門的芯片來輔助，成本高，如圖1.3示意。

圖1.2 直流電機的工作原理模型

圖1.3 無刷直流電機的工作原理模型

圖1.4與圖1.5是散熱風扇的拆解，這是外轉子的無刷直流電機，轉子是磁極，定子是線圈，線圈被安裝于一個PCB基板上，基板上還有一個霍爾感應器，用于感應轉子上的磁極變化。

圖 1.4 散熱風扇拆解（正面）

圖 1.5 散熱風扇拆解（反面）

圖1.6 霍爾感應器與磁極變化

霍爾感應器頭頂上的轉子在轉動過程中，N/S磁極交錯變化，霍爾會相應的輸出高低交錯變化的信號，然后輸出信號被輸入到控制芯片進行處理，芯片據此在合適的時機進行換相操作。

轉速偵測：

霍爾輸出的信號還對應于電機的轉速，不過需要一點換算，在換算時首先需要知道一個參數，因為霍爾是對每個磁極做出反應的，所以如果知道了電機一共有多少個磁極（N和S），然后就可以換算出電機的轉速了。

風扇電機的磁極一般是4極或8極，當然可以更多，極數越多轉動越細膩、越平穩，當然這對于風扇來說沒必要。

圖1.7 電機的轉速信號的換算

圖1.7是霍爾信號的輸出與電機的轉速之間的換算關系。

RPM是每分鐘的轉速，FG是霍爾信號的頻率，FG代表每秒鐘感應到了多少次N/S磁極的交替。POLE是指一共有多少個N及S極，如4個極（2個N，2個S）以及8個極（4個N，4個S），（FG*2/POLE）是換算為每秒鐘的電機轉速，一分鐘等于60秒，所以最后再乘以60換算為常用單位RPM（轉/分鐘）。

換相機制：

支撐電機轉動的基礎原理是“異性相吸，同性相斥”。永磁鐵的磁極是固定的，在這里它是繞軸轉動的的轉子；然后，固定在基板上的線圈是定子，它隨電流方向的不同而呈現不同的極性，N或S極，它是可變性的。

首先，控制芯片通過霍爾感應器探測得知當前在線圈附近的磁極極性是N還是S，然后通知線圈感應出與之相反的極性。轉子聞到了異性的味道，會立刻傻傻地跑過去。當轉子剛好跑到線圈的中心位置的時候，控制芯片又立刻通知線圈再次變性，成為與轉子同性。可想而知，轉子十分“惱火”，遠看以為是一個大美女，跑到跟前一瞧，“靠”，居然是男的！不過已經來不及了，由于慣性的原因，轉子已經跨越了中心線。而與之相鄰的磁極正在向線圈靠近，因為它是異性的，所以她瞧見的是一位“大帥哥”正在等她，于是她加速、主動地追了過來，當然結果也是令人失望的，然后拂袖而去，接著又有新的磁極再次“上當”。如此周而復始，轉子就在控制芯片的“哄騙”之下，轉動了起來。

如此調侃電機的換相過程，雖不嚴謹，但是原理上基本就是如此，如圖1.8示意。

圖1.8 電機線圈的換相

風扇電機的控制電路：

常用的風扇有兩種，一種是自帶控制電路的，外部只需輸入PWM信號即可完成速度的調節，這種風扇的接口一般是四根線的（VCC，GND，PWM，FG）；另一種是三線的（VCC，GND，FG），需要外部自己設計一個速度調節電路來完成速度的調整。

電機的轉速與輸入電機的電流大小成正比，控制電流成本高，所以一般是直接調整電壓來實現轉速調節。為了和單片機的數字接口相配合，電路的輸入端是PWM輸入，輸出是線性的電壓輸出，圖1.9是原理示意圖，實際上這是一個輸出電壓可變的線性穩壓器電路。

圖1.9 電機的速度調節電路

有時候，風扇電路的速度的調節只需要幾個簡單的檔位，圖1.10是兩個檔位的風扇控制電路，只需要實現“快速”或“慢速”即可，當然稍加改進是可以實現無級調速的（FAN_SPEED改為PWM輸入，然后LDO的Adj管腳處加電容）。

圖1.10 兩檔風扇控制電路

圖1.10使用一個LDO來做風扇的速度控制，顯得成本比較高，而圖1.11是低成本的無級調速控制電路，在這里使用了一套三極管電路來實現了LDO的功能，雖然性能不如集成電路級別的LDO，但是對于風扇控制來說已經足夠了。

如圖1.11，三極管T1與R4及C2組成的低通濾波器完成一個簡易的數模轉換電路，不同占空比的PWM信號通過它被轉化為模擬電壓輸出，同時它也被用作由T2實現的線性穩壓器的參考電平。這是一個參考電平可調的LDO，調節PWM占空比即可達到調節輸出電壓的目的。

圖1.11 電機的速度無級調節電路

工作原理簡介如下：

在某一個固定占空比的PWM信號下，R6上的壓降是定值，大小等于（Vref-Vbe）；R7與R8組成的分壓電路被用于監控輸出電壓的變化，目標輸出電壓等于［Vref*R8/（R7+R8）］。當輸出電壓偏高或者降低時，由R7和R8逐級上報，然后T2進行分析之后做出決策，決策由T3負責執行，這是一套負反饋系統。

分解步驟如下：

輸出電壓低于目標值==》R8的壓降低于Vref==》從套管T2在R8那側的分管流入R6的電流減小（地主家也沒有余糧了）==》R6的壓降［Vr6=（Vr8-Vbe）］降低==》T2在C2那側的分管的Vbe之間的壓差（Vref-Vr6）被拉大 ==》T2在這一側的基極電流Ib增加，填補虧空==》Ib增加意味著Ic增加（Ib乘以三極管的放大倍速）==》T2的Ic等于T3的Ib==》T3的Ic增大，T3的發射極與集電極之間的壓降Vce減小（往飽和區方向靠近）==》輸出電壓（UGBATT-Vce）增加==》反之，如果輸出電壓過沖之后的響應也可據此類推==》周而復始，直至達到新的平衡。

應用這個電路時，需要注意的要點主要有以下兩點：

1）、占空比與輸出電壓之間的線性關系區域有限，在應用前做好仿真，最后經過實測。

圖1.12，PWM占空比與風扇轉速之間的關系

2）、線性區域的范圍可以通過R5進行微調，R5對T3有保護作用，所以不建議摘除R5。

圖1.13， R5的選值與線性區間的關系

如圖1.14，通過R6也可以微調線性區域，但是R6對電路穩定性影響比較大，不建議隨意變動。

圖1.14， R6的選值與線性區間的關系

3）、這套電路的監督、反饋機制是比較弱的，從監督到執行，再到具體落實的過程，電路的控制力比較弱，原因是由T2組成的決策機構的增益不足，也就是說電路的直流增益比較小，后果是穩態誤差比較大，特別當負載電流變化比較大的時候，如風扇。所以，由集成電路實現的LDO會使用運算放大器代替T2，因為運放的增益很大，如圖1.9示意。

直流增益小的后果是，特性曲線表現疲軟，帶載能力弱，如圖1.15示意。當負載的需求波動比較大的時候，電路響應慢，對誤差的控制能力弱，所以輸出電壓也會隨負載波動而波動。我們知道風扇是感性負載，她的脾氣（對電流的需求）是感性的，圖1.16是實測的電壓波動波形。

圖1.15， 風扇控制電路的帶載能力

放大細節：

圖1.16，風扇在運轉時的電壓波動

4）、不過，風扇控制的并不要求很精確，所以這個電路應用起來沒有問題，不過需要防范風扇的“脾氣”發泄到隔壁負載上去，避免由感性負載所產生的噪音對系統其它模塊產生的干擾。

避免干擾的做法就是增加濾波器，在常規的電源設計之中，一般會在靠近負載端就近擺放一個濾波器。這樣做的目的是為了保證進入負載的電源是干凈的，特別是當負載是“敏感體質”的模擬電路，如圖1.17。

圖1.17，負載的輸入濾波器設計

但是，對于風扇來說，濾波器的擺放需要顛倒過來，風扇是“熊孩子”，我們需要防止他對別人的傷害，如圖1.18。

圖1.18，風扇的輸入濾波器設計