提到屏蔽線纜，相信從事硬件行業的技術人員并不會覺得陌生。但是關于屏蔽效能、轉移阻抗、編織屏蔽、鎧裝、金屬箔等等屏蔽線纜的參數，相信沒有多少人了解。線纜作為連接各個子系統非常重要的橋梁，需要滿足安規要求，環境要求，唯獨電磁特性容易被忽視。從事射頻行業的朋友一般會關注同軸線纜的駐波、插損等特性，而從事EMC行業的同行則更多的關注線纜的屏蔽完整性，串擾等。

本文就系統的介紹屏蔽線纜在EMC屏蔽方面的參數特性，利用數學的手段，借助參考文獻中的大師和前輩的文獻描述和CST線纜工作室，盡量清楚的描述不同制作工藝下的屏蔽線纜特性。希望能夠幫助讀者清晰的認識到線纜設計中的一些手段，避免不必要的成本花費。

1、線纜屏蔽效能與轉移阻抗

1.1、定義

電纜屏蔽效能是從金屬介質平板屏蔽效能引申而來，定義為在芯線電流不變條件下，電纜有無屏蔽層時空間某點的場強比值。

式中，為無屏蔽層時的場強；為有屏蔽層時的場強。

工程應用中，為了能夠方便快捷的得到屏蔽線纜的SE曲線，常常通過測試線纜的轉移阻抗，轉移阻抗主要用于表征外界電磁場對屏蔽電纜的電磁耦合能力，定義為單位長度上有單位電流流過屏蔽層時，在電纜芯線與屏蔽層間所形成的開路電壓：

式中，為屏蔽層電流；為單位長度上的電壓。

1.2、編織屏蔽線纜的轉移阻抗

計算屏蔽電纜轉移阻抗的解析方法是通過分析外部時變電磁場入射到電纜編織層上的電磁耦合機理，由電磁場理論推導獲得轉移阻抗的計算公式。圖1是屏蔽電纜編織層的展開圖。描述編織層的結構參數有：（1）內絕緣層的直徑；（2）單位長度上編織層交叉的股數，即編織節距p；（3）編織層的編織束數C；（4）編織束內的導線數N；（5）每根編織線的直徑d。已知上述5個參數，即可計算得到屏蔽電纜的轉移阻抗。

Fig1、屏蔽電纜編織層的展開圖

考慮可能的電磁耦合機理，當外部時變電磁場輻射到交疊不完善的編織層上時，將在編織層上發生散射、透射以及繞射。根據電磁場理論，編織型屏蔽電纜轉移阻抗的傳統理論計算公式為：

為編織層上感應電流發生散射產生的散射阻抗，描述了瞬態電磁場輻射到編織層上的低頻特性，?隨頻率的增大而減小。為編織層上小孔耦合引起的孔電感，

為編織束編進編出，切割編織層間的間隙力線引起的編織電感。

1.2.1、散射阻抗

Vance耦合理論提出的散射阻抗

其中，為集膚深度：

式中，為頻率，為屏蔽材料的磁導率，為屏蔽材料的電導率。

1.2.2、孔電感

Tyni耦合理論在Vance耦合理論的基礎上改進了孔電感

其中

上面?的計算雖然在低頻段能夠較準確的描述編織小孔的耦合效應，但是在高頻段計算值通常高于測量值，有時差異還很大。這是因為當輻射到編織層上的瞬態電磁場的頻率增加到一定值時，透射的電磁波遇到有曲率的編織網時所發生的衰減將變得不可忽略。為了描述這一效應，王小鈴在其文章中提出了編織網曲率系數Coef對孔電感?的計算進行修正，且Coef的值在0~1之間。

1.2.3、編織電感

Tyni首次定義了編織電感

當時，

取負號是由于編織帶上電流產生的磁場與原磁場方向相反。

當?時，

式中，

兩個相鄰編織帶間的距離：

由編織電感進行精確建模，即將編織束編進編出引起編織層有效厚度的變化考慮進的建模中。由上面的計算可知，既是對兩個相交叉的編織帶間的距離h進行有效的建模。除此之外，要盡量減小在利用編織層的結構參數計算其它二次參數，如、、時引入不必要的誤差，影響轉移阻抗的計算精度。目前，大多數計算模型要不就是忽略了編織束編進編出引起編織層有效厚度的變化，直接用進行計算，要不就是用固定的計算公式進行粗略估算，這兩種計算方法的計算精度均較差，甚至會大大影響有些電纜編織電感的計算精度。Tyni首次提出根據編織網的結構對h進行建模，公式如下：

然而，由編織網的結構可知，因此可知，則屏蔽層外徑

然而由圖1可知，編織層編織束重疊區域，編織束離開重疊區域，Tyni模型過高估計了編織層間的通量面積。于是利用對分技術，給出新的表達式來獲得和h，修正了這種近似，在減小計算編織層二次參數時所帶來誤差的同時獲得更加精確的h值：

Fig2、編織網內外層磁通鉸鏈的面積

1.2.4、額外波動效應項

由圖3可知，現有轉移阻抗解析方法在計算高頻段屏蔽電纜轉移阻抗時，計算結果普遍高于測量值。這是因為，高頻瞬態電磁場在編織網上引起的響應更加復雜，編織網內外層編織束間的磁場引起的漩渦電流產生的額外衰減變得不可忽略。因此，在計算轉移阻抗時必須考慮這部分的額外衰減。這部分相當于在編織網上產生切向電場的漩渦電流，其中電場的大小正比于屏蔽層的電流和漩渦電流的電路電阻，而電阻取決于內層編織束的表面電導率，同的額外波動效應項：

因此，獲得新模型計算轉移阻抗的完整表達式為：

轉移阻抗的引入對研究電磁兼容串擾和干擾帶來了很大的方便。但隨著電磁兼容技術和標準的發展，人們不僅關注電纜的抗干擾性，也關注電纜的輻射特性。許多電磁兼容標準都嚴格規定了產品的輻射限值，而且大量的電磁兼容試驗結果表明設備輻射超標大部分是由于線纜引起。

2、轉移阻抗與屏蔽效能間的關系

2.1、文獻中對兩者關系的描述

從兩者的數學計算上可以看出，轉移阻抗強調的是單位長度上線纜的物理參數，而屏蔽效能是以整條線纜為計算對象，因此兩者間的關系并不是對等的。王添文等在《屏蔽電纜屏蔽效能與轉移阻抗關系研究》一文中給出了線纜在0.01~1000MHz的轉移阻抗和屏蔽效能仿真結果，下圖中可以看到，屏蔽效能與轉移阻抗間在數學關系上不是線性的，但總的來說，轉移阻抗越低，屏蔽效能則越高。

Fig4、不同參數屏蔽線纜的轉移阻抗和屏蔽效能（來自文獻）

2.2、線纜屏蔽效能和轉移阻抗的實際計算

因為標準同軸線纜的數據比較容易獲得，于是我們采用RG58線纜對上面的結果進行模擬，得到類似的結果，下面為RG58線纜的電氣特性參數，從中可以看出其屏蔽效能在1GHz以內不小于40dB。

Fig5、某廠家提供的RG58線束參數

采用CST建立一根長度為1m的RG58線纜，距離接地平面高度為100mm。下圖為該線纜屏蔽層參數，可以看到RG58采用編織屏蔽層，編織層線徑0.122mm，7根為1股，共有16股。

Fig6、RG58屏蔽層參數

分別獲取這段線纜的轉移阻抗和屏蔽效能，如下圖所示，在1MHz以下，編織屏蔽層可以視為一個整體，該段頻率下的轉移阻抗和屏蔽效能保持穩定不變，轉移阻抗主要取決于屏蔽層的散射阻抗。當1MHz~10MHz時，編織屏蔽層的孔洞帶來的影響變得不可忽略，孔電感隨頻率增加迅速增加，轉移阻抗開始變大，屏蔽效能逐漸降低。當頻率高于180MHz，由于長線效應屏蔽效能開始按照震蕩下降。

Fig7、RG58線纜的轉移阻抗和屏蔽效能曲線

同軸電纜對于磁場的屏蔽效能，可以通過比較電纜有屏蔽和無屏蔽的情況來了解。圖8-b表示電纜無屏蔽的情況。這里，由于磁場引起的感應電流流過信號源阻抗，并在負載上產生干擾電壓。如圖8-c所示，在有屏蔽連接的情況下，屏蔽層中的電流就像圖8-a所示的共模電流一樣在屏蔽層電阻上產生噪聲電壓，噪聲電壓也等于。若假定環路中由磁場感應的電流與屏蔽電纜和無屏蔽電纜中相同，且假定所有信號電流都在屏蔽層中返回，那么電纜的屏蔽效能等于負載電阻與屏蔽電阻之比。于是，若負載電阻為1000Ω，全部的屏蔽電阻為20mΩ，則屏蔽效能為。在低頻時，屏蔽層的DC電阻越低，電纜的屏蔽效能就越高。編織線屏蔽層的DC電阻比金屬箔屏蔽的更低；屏蔽編織層越厚或編織的越多，則DC電阻就越小。

Fig8、（a）屏蔽電纜中共模感應電流的路徑 （b）在磁場中電纜無屏蔽的情況

（c）在磁場中電纜有屏蔽的情況

2.3、不同的計算方式對比

通常在遇到關于屏蔽設計的實際案例時，我們會采用一種不嚴謹的仿真方法來評估對象的屏蔽效能，即有無屏蔽下空間同一位置的輻射能量對比。比如2.2節中的RG58線纜，我們在這根線纜上方1m位置放置一個電磁場探針，接收該段線纜在有無屏蔽時產生的空間輻射，因為探針接收到的能量分別以磁場和電場表示，所以單獨計算電場和磁場的屏蔽效能。計算后得到屏蔽效能如下，從中可以看出，電場和磁場對應的SE曲線并不一致，這是因為探針所處位置在近場區域，該區域的空間波阻抗是變化的，若需得到近場區域的SE曲線，需要獲得對應位置的功率密度，即波印廷矢量。在時變場內，波印廷矢量的計算是相當復雜的。因此，通常用plane wave（即2.2節方法）來模擬遠場狀態下的屏蔽曲線，通過plane wave獲得的屏蔽效能曲線是不受空間位置變化影響的。而采用2.3節方法，空間不同位置獲得的屏蔽效能曲線是不一致的，這種方法只有在固定對象（如特定產品的金屬外殼，屏蔽罩等），固定測試位置和測試方法下才會有使用價值。

Fig9、兩種方式獲得的屏蔽效能曲線

3、線纜屏蔽效能的影響因素分析

3.1、屏蔽的種類

目前市場上常見的線纜屏蔽方式和工藝主要有：銅/鋁管的固體鎧裝、銅/鋁的編織屏蔽層、單/雙面導電金屬箔的縱向包裹或者螺旋纏繞等單一或者復合屏蔽。整體上屏蔽效能是依次降低的（如下圖），但是從設計角度講，不同的編織方式，或者金屬箔的不同纏繞方式都將會影響線纜的屏蔽效能。

Fig10、銅、不銹鋼管等各種屏蔽材料的轉移阻抗

3.2、影響線纜屏蔽效能的參數

第一章中詳細介紹了編織屏蔽線纜的轉移阻抗計算過程，屏蔽線纜的屏蔽層除了采用金屬編織材料，也有采用金屬箔或者金屬管。采用金屬管制作的硬質鎧裝線纜，其屏蔽效能主要與金屬材料相關。這里需要對金屬箔的屏蔽方式進行介紹，金屬箔的材質、厚度、單面或者雙面導電、壓接方式、壓接面積、編織角度等等都直接影響線纜的屏蔽效能。

3.2.1、編織角度對編織線屏蔽效能的影響

從第二章中的RG58線纜出發，改變線纜屏蔽層編織角度，觀察轉移阻抗的變化。RG58的默認編織密度為93.41%，編織角度為26Deg。因為在不改變線徑、單股屏蔽層線束數量、股數的前提下，編織角度與編織密度是相互關聯的。所以當改變編織角度，編織密度隨著變化。下表中統計出這一變化規律。

表1、編織角度與編織密度間的關系

Optical coverage(%)	89.66	90.49	91.65	93.09	94.78	96.60
Braid angle(Deg)	10	15	20	25	30	35

下圖為兩者間的關系，可以看出在0.1MHz以下，轉移阻抗隨編織角度增加而增加，而編織角度越小，孔隙越長，孔電感越大。所以此時影響轉移阻抗的關鍵因素為散射阻抗和編織電感，當頻率在0.1~70MHz，孔電感的影響開始占據主要因素。當頻率繼續增加，此時開始出現長線效應，轉移阻抗開始受諸多因素影響。從這一結果可以看出，采用單層屏蔽的線纜，無法滿足較高頻率的屏蔽需求。此時，需要加入第二層屏蔽，當在10deg的編織角度基礎上，加入單面導電銅箔，寬度10mm，纏繞角度56.67deg，重疊寬度2mm。此時的轉移阻抗在1MHz~1000MHz都低于單層屏蔽處理的線纜。

Fig11、不同編織角度與轉移阻抗的關系

Fig12、雙層屏蔽線纜中外層金屬箔參數

Fig13、在10deg編織角基礎上加入金屬箔的轉移阻抗對比

從上面結果中可以看出，采用何種屏蔽方式對線纜的不同頻段的屏蔽性能影響很大。產品的屏蔽線纜設計應該沖分考慮到所需屏蔽的頻率成分，以最大程度上滿足產品設計要求，降低后期整改的成本。Anatoly Tsaliovich在其著作中詳細統計了最佳編織角，最小成本與轉移阻抗和線徑等的關系，如下圖所示。

Fig14、雙層螺旋屏蔽線纜的最佳編織角度和轉移阻抗（左）低頻編織屏蔽的最小成本與線徑和編織角、

3.2.2、金屬箔縱向包裹參數的影響

金屬箔屏蔽線纜根據包裹方式不同大體分為箔縱向包裹和螺旋纏繞，縱向包裹方式中，金屬箔在平行于線纜長度方向上相互壓接在一起。對于單面導電的金屬箔，壓接部分不導電。下面采用單面導電金屬箔，一面為金屬鋁，一面為PE，查看壓接部分長度變化與轉移阻抗的關系，初始壓接部分長度為0，即屏蔽箔寬度與線纜內徑相等，然后每次增加1mm。我們看到，在低于10MHz部分，轉移阻抗與散射阻抗，直流阻抗相關，此時增加金屬箔寬度，可以有效降低散射阻抗與直流阻抗。而當頻率高于10MHz，屏蔽箔寬度的變化對轉移阻抗的影響非常小，主要為長線效應和不導電縫隙的泄露。

Fig15、單面導電金屬箔壓接寬度與轉移阻抗的關系

為了處理高頻的這種電磁泄露，Anatoly Tsaliovich提出了幾種處理方式，如下圖所示，下圖中的三種處理方式均是為了抑制高頻時屏蔽層縫隙的泄露，確保線纜在高頻有良好的屏蔽效能。

Fig16、金屬箔屏蔽層縱向包裹交疊出的壓接處理

3.2.3、金屬箔螺旋纏繞參數的影響

作為金屬箔屏蔽類型的另一種屏蔽方式，螺旋纏繞屏蔽與縱向包裹獲得的轉移阻抗參數差異較為明顯。同樣采用RG58的截面尺寸，保證特征阻抗為50R不變。螺旋纏繞方式的尺寸由金屬箔的寬度和纏繞角度決定，纏繞角度與重疊寬度參數一一對應。這里的金屬箔仍然為單面導電鋁材質。因為足夠廉價，足夠普通。初始寬度設定為10mm，重疊寬度為1mm，固定金屬箔寬度，調整重疊寬度，每次增加1mm到重疊寬度為5mm，此時線纜等效為兩層金屬箔屏蔽。

下圖為計算結果，對比縱向纏繞方式，可以看出相較于縱向纏繞方式，螺旋纏繞獲得的轉移阻抗是要大一些的。在低于3MHz的頻段，決定轉移阻抗大小的參數依然是散射阻抗和直流阻抗，重疊寬度越大，需要的金屬箔越長，散射阻抗和直流阻抗越大。當頻率在3MHz~80MHz，1mm壓接寬度下的轉移阻抗依舊最小，其余寬度的轉移阻抗值幾乎相等。當頻率繼續增加，縫隙泄露變得嚴重，有更大重疊寬度的線纜縫隙的深度增加，所以可以獲得更小的轉移阻抗。

Fig17、金屬箔螺旋纏繞重疊寬度與轉移阻抗

當控制重疊寬度為1mm，改變金屬箔寬度，從10mm開始每隔2mm遞減，查看轉移阻抗變化情況。下面結果中可以看出，在減小金屬箔寬度后，轉移阻抗在低于30MHz時都有明顯差異，當寬度為4mm時，轉移阻抗在30MHz以下甚至高于1Ω，這是不允許的。實際產品屏蔽層直流阻抗要求小于50mΩ，低頻轉移阻抗接近直流阻抗，所以低頻阻抗要求盡量接近50mΩ，并非所有產品都需要滿足這一要求，因為屏蔽效果越好的線纜其成本越高，所以需要根據實際設計需求考慮具體選擇何種方式。

Fig18、金屬箔寬度與轉移阻抗關系

4、線纜對EMC的影響

4.1、線纜對EMC造成影響的頻段

EMC標準要求中對產品的外接線纜進行了嚴格的規定，同樣地，在產品設計和測試整改中我們不難發現，線纜線束對EMC測試結果會產生巨大的影響。Anatoly Tsaliovich在Cable Shielding for Electromagnetic Compatibility一書中詳細的介紹了這方面影響。其中作者對電子產品中線纜和PWB（PCB）影響的頻段和模式進行了統計，如下圖。

Fig19、電子產品最高發射頻率的累積分布

設計電力電纜的目的是為了減少導線中直接和回流電流路徑形成的回路。這些導線通常需要滿足絕緣要求，并且是雙絞或者屏蔽的。因此，差模下的線纜發射并不像普通模式下的傳輸那樣突出（除非使用了不當的接地和屏蔽終止技術）。另一方面，PCB和背板在設計不佳的情況下，具有比電纜小得多的線性尺寸，并可能產生非常大的回路面積。這就是為什么在更高的頻率范圍內，差模輻射占據電子系統發射量的大部分。

4.2、信號傳輸中線纜的輻射

自由空間中，線纜的不同擺放方式，其充當天線對外輻射的方向性系數、波瓣圖等參數是不同的。Cable Shielding for Electromagnetic Compatibility一書中，對不同發射模型的輻射模式進行了對比分析，包括線型、方形回路、圓形回路等等。EMC測試標準中要求了產品線束的擺放方式，基本上限定了發射源的模型。為了直觀的認識電力電子產品中線纜的電磁場分布，作者按照EMC測試的要求建立了三維仿真模型。如下圖所示，將左側機箱內部放置發射源頭，右側機箱內對線束進行端接50Ω負載，為了降低仿真資源，提升效率，這里屏蔽線纜長度為500mm。

Fig20、屏蔽線纜仿真模型

筆者選取了四個頻率下線纜的電磁場分布圖，從結果中可以看出，從0.1GHz開始，線纜中可以看到明顯的行波，線纜的空間電場場強最大的位置分布隨頻率的變化而變化。然而磁場在四個頻率下的分布情況表明，線纜中間位置處的磁場強度在0.3GHZ以下總是小于兩側，當頻率為0.5GHz時，線纜長度大于0.5GHz的1/4波長，線纜空間電磁場的分布開始明顯的受內部傳輸信號的相位影響。

Fig21（a）、屏蔽線纜的電場發射

Fig21（b）、屏蔽線纜的磁場發射

當這段線纜的長度改為EMC測試時的標準長度，也就是兩米時，其電尺寸對應的四倍波長的頻率為37.5MHz。從EMI設計的宗旨來看，有效降低EMI的措施既是在噪聲最大的位置（有源電路中的源頭）進行處理。因此，筆者相信針對線纜上低于37.5MHz的噪聲頻率，在靠近連接器端口位置進行處理是最為有效的方式，這也是多數產品選擇在連接器位置放置共模電容或者電感的原因所在。當噪聲頻率高于37.5MHz時，EMI抑制措施不論是放置在靠近連接器位置還是線纜上的其它位置都沒有多大變化。

4.3、端口位置采用EMC措施的必要性

從4.2節中可以看到，即使是理想搭接下的線纜，也會在屏蔽層端接位置產生明顯的電磁泄露，因此有必要對接口位置加強EMC措施。比如磁環，加強屏蔽等。下面在原有模型的基礎上，在接口位置加了一段鐵磁性的彈簧，在0.3GHz下的磁場對比中可以看到端口位置的噪聲強度有了明顯降低。該彈簧的靈感來自于下圖中的BNC連接器。

Fig22、0.3GHz線纜磁場分布

Fig23、BNC連接器

肯定會有人提到，實際產品中經常遇到外接線纜上不允許加裝磁環或者鐵合金材料。是否可以將抑制措施放置在產品內部。答案是肯定的，下面為將噪聲抑制材料放入屏蔽機箱內部（右側機箱內）的整體磁場情況。可以看到，接口位置的磁場分布較之前小了很多。

Fig24、將噪聲抑制措施（磁環）放入右側機箱內部時整體的磁場分布情況

4.4、不當屏蔽方式的后果

多數產品在連接器上選擇節省成本，將屏蔽更為完整的金屬連接器更換為塑料連接器。此時的屏蔽線纜屏蔽層不得不通過一根單獨的線纜連接到產品內部或者鎖在機箱上。在EMC要求嚴格的領域，這種處理方式會增加EMC成本，最終得不償失。我們將上面模型的一端改成這種方式，屏蔽層一端通過幾根單獨的線直接連接在機箱上，剩余部分暴露在外面。這種方式無疑增加了屏蔽線纜的轉移阻抗，在屏蔽不完整位置，屏蔽層感應電流無法和芯線的噪聲電流相互抵消，此時屏蔽層成為一個新的噪聲源頭，開始向外輻射噪聲能量。如下圖所示，對比上一節結果，此時整個空間的磁場增加，屏蔽完整性整體上變差。

Fig25、屏蔽不完整的設計得到的空間磁場分布

注意：在前面部分中，作者一直在談論同軸線，貌似忽略了多芯屏蔽線，這里需要解釋的是，多芯線由于各芯線之間由于存在互電感和互電容，單根線上的噪聲信號會由于其它線束的鏡像電壓和電流作用而不同程度上被削弱。芯線參數的隨機性導致最終結果不具有說服力。如上一篇關于串擾的文章中，作者在文章后面部分列出的USB和屏蔽網線，由于芯線中的雙絞，單線和同軸，采用不同類型芯線作為分析對象，得到的結果會存在較大差異。因此，文章不用多芯屏蔽線作為案例。上面同軸線的結論在多芯屏蔽線上依舊適用。

5、線纜屏蔽效能的測試

5.1、理論模型中的轉移阻抗測試方法

測量轉移阻抗的基本方法有兩種，如下圖第二個實驗配置，由連接在屏蔽層的發生器產生的電流，模擬了由于入射的電磁波產生的電流或由于共模電流在外層屏蔽層流動的情況。

Fig26、轉移阻抗測試方法

上述測量方法在工程應用上無法實現，因為測試系統會引入大量的雜散參數，最終導致無法接受的測量誤差產生。

5.2、工程應用中的測試方法

在轉移阻抗概念出現的幾十年時間里，測量法一直是獲得屏蔽電纜轉移阻抗的主要方法。由于它能夠較真實的模擬屏蔽電纜實際應用中所處的復雜的電磁環境，把場投射入屏蔽體的復雜性基本全面的包含在測量結果中，因此測量法是目前最可靠的檢測電纜屏蔽性能的方法。測量法的原理主要是以轉移阻抗的定義為基礎，進行改進或延伸，實驗的設計都是建立在二傳輸線系統模型的基礎上。目前，屏蔽電纜轉移阻抗的常用測量方法有三同軸法、四同軸法、線注入法、電流探針法、金屬平板法等。不同測量方法的特點及適用范圍不同，他們的比較如下表所示。

表2、不同測量法特點的比較

測量方法	原理	建立的難易度	可否形成平臺	實驗花費	是否為IEC標準
三同軸法	轉移阻抗定義	較難	否	一般	是
四同軸法	三同軸法的改進	較難	否	一般	否
線注入法	轉移阻抗定義	難	可以	最多	是
電流探針法	三同軸法的延伸	較難	可以	較多	否
金屬平板法	三同軸法的延伸	簡單	否	一般	否

目前行業中已經形成較為成熟的測試平臺的方法為線注入法和電流探針法。在標準IEC 96-1中，注入線通常是扁平銅編織層，將它包扎在受試電纜上，注入線測試方法的顯著優點在于能測量很高頻率（1GHz以上）時的表面轉移阻抗。

注釋：n，f：近端和遠端

1,2：初級（即注入），次級電路

電路1和2特性阻抗

G 信號發生器

V 電壓表，接收機

E 同軸儀器通常接地點

Fig27、線注入測試配置的原理圖

x 受試電纜（CUT）

d 屏蔽室壁

G 信號發生器（合成器或跟蹤發生器等）

f 測試接收機（頻譜分析儀，網絡分析儀等）

g 注入導線的發生器

h CUT額外屏蔽的銅管

i 注入導線的饋電電纜（低損耗，約0.5m）

k 信號發生器的饋電電纜

m 鐵氧體環（長度約100mm）

A 屏蔽室和CUT之間連接的額外屏蔽

B CUT端接電阻的額外屏蔽

q 注入導線

Fig28、導線注入測試法使用的配置圖

5.3、可以提供測試服務的機構

目前國內可以提供相關測試服務的機構有很多，如下方RELIABLE ANALYSIS (Shanghai)公司提供的資料，資料中采用的是線注入法，該方法可以測試到較高的頻率，在耦合長度為50cm的情況下，注入電路和受試電纜中的相速足以很好的匹配以至容許測試的頻率高達3GHz。當耦合長度為10cm時，可以測量到20GHz，然而，在頻率高出1GHz時，對于過渡以及在與源和電纜末端負載匹配方面都必須非常小心。推薦在受試電纜和注入導線的遠、近端都使用鐵氧體平衡-不平衡變換器來較少由導線輻射引起的共模電流。

Fig29、RELIABLE ANALYSIS (Shanghai)公司線注入法測試系統

線注入法測試結果為線纜的轉移阻抗，對應標準為E16-9999-S01，下圖為某一被測樣品的測試結果和對應的標準限值。

Fig30、Delta Transfer impedance all Positions

中汽研公司采用電流環直接測試產品有無屏蔽層下的數據，進行計算直接得到線纜在測試位置的屏蔽效能。相較于注入法，該方法對測試配置精度要求不高，同時由于測試配置引入過多的雜散參數，導致測試頻率低于線注入法。

Fig31、中汽研公司電流環測試系統

Fig32、被測樣品測試結果

中汽研公司的蔣莉、吳在園等在《新能源汽車高壓電纜的屏蔽效能測試》中提到，電流探頭法在實際樣品測試中，由于樣品線束在20Mhz產生駐波，導致高于20Mhz以上測試結果不準確，下圖為文章數據。

Fig33、原文結果

參考：

1、Anatoly Tsaliovich-Cable Shielding for Electromagnetic Compatibility

2、王添文、李子森-屏蔽電纜屏蔽效能與轉移阻抗關系研究

3、蔣莉、吳在園-新能源汽車高壓電纜的屏蔽效能測試

4、陳淵碩-電纜屏蔽效能的評估與分析

5、王小鈴-屏蔽電纜轉移阻抗的測量與仿真方法研究

6、David A.Weston-電磁兼容原理與應用