1 引言

根據射頻電路理論，“當信號連接線上所傳輸的信號的波長可與分立的電路元件的幾何尺寸相比擬時，信號線上面電壓和電流不再保持空間不變，必須把信號看做是傳輸的波。此時，低頻時的基爾霍夫電壓和電流定律都不再適用了，而要把導電線看成射頻電路下的傳輸線。”簡而言之，就是當電路在較高頻率工作時( 即要傳送的信號頻率很高時) ，不能再把PCB 上器件引腳間的導線上所有點的電壓電流看作是不變的，此時要把傳輸的信號看成是電磁波。因此，若要傳輸這個電磁波信號而又要盡可能小地減少信號的損失，那么應該使用傳輸線來傳輸，并且要在PCB 信號傳輸引腳之間進行阻抗匹配。

圖1 是高頻信號在2個不同元件之間傳輸時的示意圖。從圖1 可知，在信號傳輸過程中，如果PCB上信號傳輸線的特性阻抗值與這2 個元件的“電子阻抗”完全相匹配時，則傳送信號的能量可以全部傳送到接收端，這是理想狀態(tài)。一般情況下，特性阻抗由于受到各種因素影響而不能做到完全匹配。當傳輸線不匹配或變化偏差過大時，信號在傳輸過程中將發(fā)生反射、散失、衰減或時間延遲等問題; 嚴重時，甚至會引起傳輸信號完全“失真”而接收不到原來的真實信號。

圖1 元件間高頻信號傳輸示意圖

因此，在高頻信號范圍內進行信號傳輸時應充分注意傳輸線的特性阻抗匹配，否則，傳送出去的信號或能量會反射或部分反射回來，造成一系列較嚴重的后果。由于阻抗失配造成的影響包括: 信號或能量無法完整傳送出去，使傳輸線傳送效率降低; 失配使部分傳送能量以電磁波的形式輻射到空間，形成電磁輻射干擾，影響其他器件正常工作;反射回來的信號或能量將會干擾或抵消再次傳送的信號或能量，這樣循環(huán)往復形成惡性循環(huán)，嚴重時會使傳送的信號完全喪失或完全失真。

綜上，在射頻電路設計時，阻抗匹配是一個非常重要的問題，如果阻抗匹配處理不好，小則影響射頻電路的性能，嚴重時電路完全不能工作。文章所要討論的共面波導效應就是在PCB 上影響傳輸線特性阻抗的一個容易被人忽略而又對特性阻抗影響較大的因素。

2 共面波導簡介

共面波導是由Cheng P． Wen 所發(fā)明，它是一種支持電磁波在同一個平面上傳播的結構，通常是在一個電介質的頂部傳播。經典的共面波導是在同一個導電介質平面上，由一個導體把一對地平面分割開來所組成，如圖2 所示。

在理想情況下，電介質的厚度是無限大的; 在實際情況中，只要滿足電磁場在離開基底之前已經不再連續(xù)這一條件，就可以近似把這種結構認為是共面波導。如果在電介質的另外一邊也加上地平面的話，那么就可以構成另外一種共面波導，被稱之為有限地共面波導( FGCPW， finite ground-plane coplanarwaveguide) ，或者直接簡單地稱之為帶地共面波導( GCPW) 。

(a) 共面波導橫截面

（b）帶地共面波導橫截面

圖2 共面波導與帶地共面波導

共面波導的優(yōu)點是有源器件可以像微帶線那樣貼在電路的上層; 更為重要的是它可以提供更高的頻率響應( 100 GHz 或者更大) ，因為連接到共面波導不會在地平面引入任何寄生的不連續(xù)點。使用共面波導可以得到更高的隔離度，因為在各個射頻通路之間都有射頻地進行隔離。許多高隔離度的射頻開關就是使用帶地共面波導獲得60 dB 或更高的隔離度。

共面波導可以通過使用保角變換法來進行靜態(tài)分析。簡言之，這種方法把PCB 的幾何結構轉換成另外一種結構，這種新的結構的特性使得對它的定量計算變得容易實現。

影響共面波導線特性阻抗的因素有: 電路板厚度H、線寬W、電路板介電常數εr、中間信號線與地間距S 以及銅厚t。在所有因素中，對阻抗影響最大的是間距S，S 越大，則對阻抗影響越小; S 越小，則對阻抗的影響越大。其他的影響因素近似與微帶線相同，但是，共面波導阻抗的公式比微帶線復雜許多，在此不做過多闡述。

3 帶地共面波導效應對微帶線的影響

在PCB 完成布線后，為了增強電路的抗干擾性能，大多數情況下，電路板設計者會對PCB 進行大面積的覆地。如果覆地處理較好，那么可以有很多好處，但是不注意的話，覆地也會帶來很多問題，例如平板電容效應、螺旋電感效應以及文中所討論的共面波導效應等負面影響。故在此側重討論共面波導效應對微帶傳輸線的影響。微帶線和共面波導模型如圖3所示。

(a) 微帶線

（b）共面波導

圖3 微帶線模型和帶地共面波導模型

從圖中可以看出，微帶線和共面波導很相似，唯一的差別就是在傳輸信號的主線周圍是否存在“地”。因此，如果在PCB 上已經設計好的微帶線周圍進行覆地的話，那么，微帶傳輸線就可能變成共面波導。在相同PCB參數條件下，微帶線與共面波導的特性阻抗是不一樣的，共面波導的特性阻抗受“D1”( 如圖3 中所示) 影響很大。

常規(guī)情況下，在PCB 上面的傳輸線通常是匹配到50 Ω，如果在設計完成以后再對整個板子進行大面積的覆地，而覆地距傳輸線又較近的話，就會產生共面波導效應，影響傳輸線的阻抗，從而影響傳輸線上信號的傳輸質量。例如，在銅厚t = 0． 018( 1 /2 盎司) 、板厚h = 1mm 的FR-4 介質板( 介電常數為4． 6)上，利用微帶傳輸線設計阻抗為50 Ω 的傳輸線時，線寬W =2． 197; 如果在微帶線兩邊等間距覆地的話，那么覆地會對傳輸線阻抗產生影響。圖4 所示是當微帶線兩邊覆地時微帶線間隔S 與新的特性阻抗Z 的關系圖。

圖4 微帶線兩邊加地，當間距為S 時微帶線阻抗的變化

從圖4 可以明顯看出，當微帶線與地間距S ＜ 2mm 時，阻抗受間距S 影響較大，特別是間距S ＜ 0． 5mm 時，微帶線阻抗變化在20% ～ 50%之間。也就是說，當覆地與微帶線之間間距＜ 0． 5 mm 時，微帶線阻抗嚴重偏離50 Ω( 見圖4) ，此時阻抗嚴重不匹配，將會導致信號傳輸出現很大的反射和信號失真。

因此，在射頻電路板設計中，要非常注意接地的地方與微帶線的距離，否則可能帶來較嚴重的后果。

4 共面波導效應在雙層PCB 設計中的應用

通常，在設計PCB 上的傳輸線時，都是考慮使用微帶線來實現50 Ω 傳輸線，因為微帶線是非常適合在PCB 上實現的一種結構。共面波導嚴格說來也是一種傳輸線，它與微帶線有著非常相似的結構，而且因為共面波導傳輸線比微帶線周圍多了“地”的存在，從而使共面波導傳輸線抗干擾能力更好。

圖5 是在板厚H = 1． 2mm，εr =4． 6，銅厚t = 0．018mm( 1 /2 盎司) 且S = 0． 254( 10mil) 時，微帶線和共面波導線寬與阻抗的關系圖( 其中實線是共面波導，虛線是微帶線) 。從圖中可以看出，在相同阻抗時，共面波導線在電路板上的寬度比微帶線的寬度小很多。例如在50Ω 時，利用共面波導得到的線寬比起微帶線的線寬小了接近1 mm; 而兩種傳輸線寬度相同時，微帶線的阻抗遠大于共面波導線的阻抗，基本接近15 Ω。因此可以得出結論: 在PCB 板介質參數即板厚相同的條件下，相同線寬的共面波導的特性阻抗小于微帶線特性阻抗; 阻抗相同時，共面波導線寬大大小于微帶線線寬。這是一個有用的結論，下面給出一個此結論的應用實例。

圖5 使用相同PCB 參數且S = 10 mil 時，

微帶線和共面波導線寬與阻抗的關系圖

(實線: 共面線; 虛線: 微帶)

在進行射頻PCB 設計時，當要傳輸的信號使用微帶傳輸線時，如果使用多層板，此時布50 Ω 微帶線的話，可以在頂層( top) 布射頻線( 傳輸線) ，然后把第二層定義成完整的地平面，這樣頂層和第二層之間的介質厚度可以人為控制，做到很薄，而頂層的線不用很寬就可以滿足50 Ω 的特性阻抗( 在其他相同的情況下，布線越寬，特性阻抗越小) 。

但是，如果使用的是雙層板，情況就不一樣了。在雙層板情況下，為了保證電路板的強度，要選取較厚的電路板材( 至少不小于0． 8 mm) ，這時，介質厚度H 通常就會很大。此時，如果還使用微帶線來實現50 Ω 的特性阻抗，那么頂層的走線必須很寬。例如，假設板子的厚度是1． 2 mm，使用FR-4 板材( εr = 4．6) ，銅厚t = 0． 018 mm，使用Polar Si8000 阻抗軟件來計算線寬，得到線寬為2． 197 mm。在射頻微波頻段，這個線寬是很難被接受的，因為此時各種元件的引腳都是很小的，如果電路板大小再有限制的話，2mm 的走線具體實現起來也不容易。

因此，根據前面的分析，可以使用共面波導線來實現50 Ω 傳輸線。在Polar Si8000 中就有多種共面波導模型，可以選擇滿足實際應用條件的模型來進行計算。在此選擇“surface CoplarWaveguide WithGround1B”，使用與前述相同的條件加上D1 = 7 mil( 0． 178 mm) 來計算線寬。微帶線與共面波導模型及參數設置、計算如圖6 所示［4］。如圖中所示，最后得到線寬W = 0． 9 mm。如果使用更薄一些的板材( 例如微波基片) ，那么線寬可以做得更細，能夠滿足對線寬的要求。

圖6 相同PCB 參數下微帶與共面波導線寬的計算

5 結束語

通過以上分析可知，在電路板設計中，共面波導效應對微帶傳輸線有很大的影響，因此在設計中應當十分小心。同時看到，電路板中的共面波導效應既有負面影響又存在有利的一面，應根據具體的需求作出不同的選擇。