隨著環境傳感器在消費者和工業應用中的應用越來越廣泛，為傳感器選擇正確的數據類型變得越來越重要。大多數工業系統都采用線電壓工作，因此可以提供足夠的功率用于信號處理，從而實現低噪聲基底。這使得能夠為傳感器使用更高分辨率的轉換器和更大的信號處理參考電壓。這些較大的范圍允許獲得和跟蹤更多比特的數據。另一方面，消費者系統越來越多地轉向電池操作，因此具有限制精度的功率限制以及數據轉換過程的速度。了解各種類型的轉換器子系統及其如何影響傳感器數據是設計實時M2M系統的關鍵。

了解數據轉換

實現用于監視和控制應用程序的傳感器系統的第一步是了解系統需要哪種數據。在大多數情況下，傳感器會產生模擬信號作為輸出。微控制器或其他基于數字邏輯的系統必須處理該信號。為了控制閉環系統，這些基于邏輯和微控制器的內核需要將其輸出從數字轉換回模擬，以便驅動機械系統。

一個常見的誤解是數據轉換器的分辨率應該與微控制器的字大小相同 - 8位微位為8位，16位微位為16位等。但是，這不是案子。數據轉換器的分辨率應補充所測量信號的類型和大小，以及系統對數據轉換器輸出的LSB（最低有效位）的電壓或電流電平的靈敏度。

理解數據轉換器的第一步是查看位數與測量信號大小的關系。 ADI數據轉換器基礎PTM模塊顯示了位分辨率，步長的相對大小和所涉及的動態之間的關系（參見圖1）。下表清楚地顯示了動態范圍如何擴展DAC或ADC的每比特6 dB的速率。大多數工業傳感器在更高的電壓下工作，例如12伏電源系統上的10伏信號范圍，以保持合理的信噪比。該圖顯示了從可行的小步驟的轉換點 - 10至12位范圍內的mV電平，以及使用16位轉換器的μV電平的非常精確的跟蹤。

圖1：ADI數據轉換器培訓 - 位數。 （由Analog Devices提供。）

電源和信號

雖然比特分辨率定義了轉換器的步數，但LSB的實際限制取決于本底噪聲和滿量程（FS）系統的范圍。 LSB步長由公式（FS/2n）求出，其中n是位數。 FS量是系統的VREF-（全0代碼）和VREF +（全1代碼）之間的電壓距離。對于工業傳感器應用，大多數FS范圍接近10伏特，對于移動功能，大約1.8至2.4伏特。工業和商業應用為主邏輯設置提供了大量干凈的12 V電源。這使得轉換的數據能夠在電源的電壓范圍內精確采樣。在移動電池系統中，電源處于3.3至5.0 V范圍內，這反過來又將FS降低了1伏以上。

除了收集的數據范圍外，還需要考慮信號頻率的代表信息。包含圖1的ADI培訓模塊概述了ADC和DAC對信號捕獲和重建的挑戰。圖2顯示了ADC如何捕獲和采樣信號，然后由DAC重建。采樣速度和重建信號的建立時間都是正確表示來自傳感器的原始波形的積分。

圖2：ADI數據轉換器培訓 - 采樣數據。 （由Analog Devices提供。）

選擇分辨率太高，位數過多的數據轉換器會降低系統中可能的采樣和重建速率。降低的數據速率會帶來混疊錯誤的風險。當采樣率接近被采樣信號（fa）的奈奎斯特帶寬時發生混疊。采樣頻率表示為fs。奈奎斯特帶寬定義為從DC到fs/2的頻譜。頻譜被分成無限數量的奈奎斯特區，每個區的寬度等于0.5fs。假設正確的捕獲和重建fs大于2 fa。在實踐中，理想的采樣器由ADC替代，然后是FFT處理器。 FFT處理器僅提供從DC到fs/2的輸出，即出現在第一奈奎斯特區中的信號或別名。

確定了轉換器選擇的這兩個基本標準后，下一步是根據傳感器的需要檢查轉換器的詳細規格。這些規格包括變化率;靈敏度;他們是處理單端還是差分信號;傳感器信息是以絕對還是相對變化的方式使用;以及傳感器溫度范圍內的線性要求。這些因素都直接驅動轉換器的線性度（積分和差分）規范以及濾波前和濾波后，緩沖和采樣保持要求。有關這些其他規范的詳細信息，請參閱ADI培訓模塊，但有關數據轉換器基礎知識的德州儀器PTM模塊將進一步說明。

DAC和閉環

在閉環傳感器系統中，數字微控制器的輸出必須轉換回模擬信號，以便在實時應用中使用。這些設備通常處理電機控制，偏移調整和校準。對于大多數反饋應用，DAC使用的電壓或電流參考值小于傳感器信號的滿量程。這是因為它是正在發送的校正信號，而不是完整信號。

Microchip MCP4706系列DAC在這方面是典型的。這些器件提供8位，10位和12位版本，具有相同的引腳輸出。這些器件專為全信號恢復和軌到軌輸出而設計，通常與VREF引腳一起使用，以提供中間滿量程電平和更精細的控制，同時降低LSB步長。圖3顯示了MCP4706在其電壓輸入和輸出模式下的框圖。某些應用（如偏移控制）無法使用電壓輸出。在這些情況下，在DAC的輸出端使用跨導放大器來幫助閉合環路。運算跨導放大器（OTA），例如On Semiconductor NE5517DG，通常用于電流輸出配置。這些放大器完全獨立，為隔離電流轉換提供單或雙信號路徑。圖4顯示了NE5517DG OTA的框圖。

圖3：Microchip的MCP4706系列框圖。 （由Microchip提供。）

圖4：On Semiconductor的OTA NE5517DG框圖。 （由安森美半導體公司提供。）

OTA的優點是在DAC輸出端呈現均勻負載。這使系統具有可預測的穩定時間并與系統噪聲保持隔離。它還有助于避免因將反饋和校準信號應用于電機控制或其他受監控的環境/機電系統而導致的峰值。與電流輸出類似，最佳做法是在DAC輸出端使用單位增益電壓跟隨器，以提供系統穩定性和改善響應。典型的DAC具有最小負載電阻水平 - 在MCP4706的情況下為5KΩ - 使輸出穩定。外部放大器的使用允許驅動低阻抗節點。

通過模數轉換實現數據采集

傳感器系統通常會產生電壓或電流，作為其當前環境條件的衡量標準。為了能夠以自動方式處理這些輸入，需要將它們轉換為數字表示。在時域和頻域中量化或捕獲這些測量。連續信號的時間方面是確定要使用的ADC類型的關鍵點之一。三種主要類型的ADC是Flash，逐次逼近和sigma-delta。

由于Flash架構及其衍生產品，多級閃存和流水線轉換器是最快的方法。這是一種并行配置，其中采樣信號出現在參考字符串的頂部。有多個同時電路都檢查信號的幅度是否大于其參考電壓。在該方法中，樣本的時間延遲是一個設備路徑（比較器和鎖存器）。缺點是對于高分辨率，你需要2n比較器用于n位轉換器。這種大型并行配置不僅消耗大量功率，而且對被采樣的信號也是非常大的容性負載。為了加速轉換器，參考電阻器串被設計成具有最小化的電阻，這可能導致傳感器驅動這種低阻抗而不影響傳感器性能的問題。

典型的多級閃存轉換器是德州儀器公司的TLC0820AIDW，如圖5所示。該8位轉換器將兩個4位閃存轉換器與一個嵌入式DAC相結合，以平衡兩步法。它提供最差情況，2.5μsec轉換時間，平均值為1.18μs。該器件的目標是快速移動信號，最高可達100 mV/μs，并可在短至100 ns內捕獲信號。為了支持這種信號捕獲，該器件具有內置的采樣保持放大器。該放大器調整到ADC子部分的負載，將輸入信號與兩個子轉換器和DAC的時鐘和開關隔離。

圖5：德州儀器（TI）的TLC0820AID多級Flash ADC框圖。 （由TI提供。）其他兩種類型的數據轉換器具有更高的精度和更慢的轉換時間。德州儀器（TI）的ADS1131是一款18位Σ-Δ轉換器，專為應變計，稱重傳感器和控制環路應用而設計，需要采用全周期步長，延長處理時間或作為主要采用LSB字級的跟蹤轉換器工作相鄰樣本的變化。 ADI公司的AD7982是一款18位逐次逼近型ADC，非常適合電池供電的醫療設備和地震數據采集。對于電池操作，該器件采用2.5 V單電源，以10 ksps的速率消耗70μW的功率。它具有真正的差分輸入，可用于高精度的相鄰樣本測量，可以完全分開。

德州儀器（TI）ADS1131 sigma-delta轉換器（見圖6）具有高增益（64）內置輸入放大器。由于每秒10或80個樣本的采樣率較慢，設計需要使用外部采樣保持放大器來實現標準操作模式。該器件具有三階調制器和四階數字濾波器，采樣率為76.7 kHz。這種相對較高的信號處理采樣率允許器件在連續轉換模式下使用時產生有效的跟蹤分辨率。器件的輸出采用二進制二進制補碼格式，可以連續流為外部微控制器提供，因為器件不需要存儲寄存器組來加載全轉換輸出。

圖6：德州儀器（TI）的ADS1131 sigma-delta ADC框圖。 （由TI提供。）

類似的sigma-delta器件是Microchip的MCP3422（見圖7）。此設備的分辨率取決于采樣率。每秒24個樣本，該器件可以產生12位分辨率和高達18位分辨率，每秒3.75個樣本。 MCP3422具有I2C接口，單電源供電，輸入端具有可編程增益放大器。 PGA范圍為1至8，器件包含自己的電壓基準。

圖7：Microchip的MCP3422EV sigma-delta ADC框圖。 （由Microchip提供。）

ADI的逐次逼近轉換器（見圖8）專為高采樣率，高分辨率數據轉換而設計。該轉換器以1 Msps提供滿量程的相鄰采樣結果，并且僅需要290 ns的采樣時間來采集信號。該器件設計用于信號采集結果為每個采樣的新的，唯一的18位代碼的應用。該器件不是采用連續模式，而是類似于Flash轉換器，并受采樣速率的奈奎斯特準則的約束。驅動這部分需要差分輸入。有些傳感器提供單端輸出，需要轉換為具有極低失調和失真的差分。 ADI公司的ADA4941-1等專用驅動器專為驅動高分辨率ADC而設計。這些放大器具有非常短的路徑延遲和高阻抗輸出級，可在采樣前對信號造成最小干擾。

圖8：ADI公司的AD7982 ADC框圖。 （由ADI公司提供。）