靈活的電源監控能夠以低電流成本簡化設計并提供高精度，在當今的電力意識世界中需求量很大。典型的電源監控器包括一個帶參考電壓的比較器和一個用于設置精確跳變點的外部分壓器。不幸的是，分頻器本身可以比電源監視器消耗更多的電流。原因在于，由于泄漏電流會影響精度，因此通常使用小值電阻，因為它們對泄漏電流不太敏感。因此，這些電阻值可以在很寬的工作范圍內流過它們。

基本上，問題有兩個：首先，需要精密電阻來保持精度，1％電阻通常只有最高可達3.32MΩ。其次，高值電阻對泄漏電流更敏感，導致精度下降。因此，這些問題似乎無法實現在寬工作范圍內工作的微功耗解決方案。

LTC2966雙通道微功耗電壓監測器通過內置精密微調80MΩ來克服這些問題分頻器以及每個通道的比較器。由于分壓器位于IC內部，因此可消除電路板泄漏問題。提供參考電壓以允許獨立地設置每個通道的閾值。這種拓撲結構的優點是比較器參考輸入通過在低電壓下工作將電源電流負擔降至最低，并使用市售值的外部電阻進行調整。 LTC2966的設計精度為1.4％，同時監測兩個高達100V的電源，電源電流僅為7μA，并且參考分壓器的開銷很小。 LTC2966還提供可選擇的輸出信號極性，因此可用于低電平有效或高電平有效系統。

監控分離電源會變得很麻煩，尤其是在使用單獨的IC監控每個電壓軌時。雖然LTC2966設計用于監視兩個正電源，例如冗余48V，但它也可以用于監視分離電源，如數據表的圖11所示。然而，設計方程式留給讀者練習。分離電源的分壓電阻的選擇類似于LTC2919數據表中所示的程序，該產品可以同樣輕松地監視正負電源。

本文介紹了三個設計方程的推導電阻器解決方案包括一個用于監控±24V電源的設計實例，這是許多伺服電機驅動器應用的典型特征。

在圖1所示電路中，通道A用于測量+ 24V電源軌。正向電源監控將在閾值配置部分的LTC2966數據表中詳細討論，此處不再討論。通道B用于監控-24V電源軌，利用獨立的參考電壓，將V INB 內部電阻分壓器連接到V REF 并選擇5×V IN 范圍（圖2）。下面詳細分析如何配置LTC2966進行負軌監控。

在傳統（正）電路中，V INB 是輸入，即V INH / V INL 設置閾值。另一方面，在負監控電路中，V INB 設置閾值，同時輸入應用于V INH / V INL 引腳。范圍選擇引腳RS1和RS2有助于選擇增益，因此使用V INB INH / V INL 引腳的閾值》引腳電壓。在我們的示例中，5×范圍選擇設置480.4mV的閾值，如下所示。

V THR 的等效電路，上升沿（負電壓幅度增大）如圖3所示。

為了保持精度，我們希望電阻分壓器中的電流明顯大于比較器輸入（1nA）的漏電流，但小到足以不燃燒大量功率。根據經驗，它應至少比泄漏電流之和大至少100倍或至少0.2μA。

由于電流通過所有電阻在梯子中是相同的，我們得到以下等式：

求解R1和R2的上述等式：

對于V THF ，下降沿（負電源量級減小）我們有以下等效電路。

這給出了下面的等式，假設電流是相同的。

這給出了R3的等式：

通過這三個方程，我們可以計算出R1，R2和R3的值。

設計實例

使用我們之前討論過的想法，讓我們設計圖1中的±24V應用。我們分別將-23.5V和-22.4V定義為上升和下降閾值。

目標是通過電阻最小化電流消耗，但仍保持合理的精度。為了最小化總供電電流，使用最大可能的電阻值。最大的常見1％電阻值為3.32MΩ，用于設置R3。然后可以使用等式（1），（2）和（3）計算R2和R1的值。對于上升和下降負閾值分別為-23.5V和-22.4V的24V應用，我們得到以下1％的電阻值。

R1 =11.8kΩ

R2 =267kΩ

R3 =3.32MΩ

分壓器電流為7μA，這符合我們的低電流消耗目標，同時將誤差降至最低由INHB和INLB引起的偏置電流最高可達1nA。

借助基于excel的電阻計算器工具可以避免這些繁瑣的計算，該工具可計算所需上升和下降的1％電阻值閾值。點擊此處下載該工具。