簡介

在大型數字波束合成天線中，人們非常希望通過組合來自分布式波形發生器和接收器的信號這一波束合成過程改善動態范圍。如果關聯誤差項不相關，則可以在噪聲和雜散性能方面使動態范圍提升10logN。這里的N是波形發生器或接收器通道的數量。噪聲在本質上是一個非常隨機的過程，因此非常適合跟蹤相關和不相關的噪聲源。然而，雜散信號的存在增加了強制雜散去相關的難度。因此，可以強制雜散信號去相關的任何設計方法對相控陣系統架構都是有價值的。

在本文中，我們將回顧以前發布的技術，這些技術通過偏移LO頻率并以數字方式補償此偏移，強制雜散信號去相關。然后，我們將展示ADI公司的最新收發器產品， ADRV9009，說明其集成的特性如何實現這一功能。然后，我們以測量數據結束全文，證明這種技術的效果。

已知雜散去相關方法

在相控陣中，用于強制雜散去相關的各種方法問世已有些時日。已知的第一份文獻1可以追溯到2002年，該文描述了用于確保接收器雜散不相關的一種通用方法。在這種方法中，先以已知方式，，修改從接收器到接收器的信號。然后，接收器的非線性分量使信號失真。在接收器輸出端，將剛才在接收器中引入的修改反轉。目標信號變得相干或相關，但不會恢復失真項。在測試中實現的修改方法是將每個本振(LO)頻率合成器設置為不同的頻率，然后在數字處理過程中以數字方式調諧數控振蕩器(NCO)，以校正修改。

多年以后，隨著完整的收發器子系統被先進地集成到單個單片硅片當中，收發器產品中的嵌入式可編程特性為實現以下文章描述的雜散去相關方法提供了可能：《數字相控陣中的非線性失真：測量與緩解》。

實現雜散去相關的收發器功能

圖1所示為ADI公司收發器ADRV9009的功能框圖。

每個波形發生器或接收器都是用直接變頻架構實現的。DanielRabinkin的文章《前端非線性失真與陣列波形合成》詳細地討論了各種直接變頻架構。4 LO頻率可以獨立編程到各IC上。數字處理部分包括數字上/下變頻，其NCO也可跨IC獨立編程。Peter Delos的文章《寬帶射頻接收器架構的選項》對數字下變頻進行了進一步的描述。5

接下來，我們將展示一種方法，可以用于在多個收發器上強制雜散去相關。首先，通過編程板載鎖相環(PLL)偏移LO的頻率。然后，設置NCO的頻率，以數字化補償施加的LO頻率偏移。通過調整收發器IC內部的兩個特性，進出收發器的數字數據不必在頻率上偏移，整個頻率轉換和寄生去相關功能都內置在收發器IC中。

圖2所示為具有代表性的波形發生器陣列功能框圖。我們將詳細描述波形發生器的方法，展示波形發生器的數據，但該方法同樣適用于任何接收器陣列。

為了從頻率角度說明概念，圖3展示了一個帶有來自直接變頻架構的兩個發送信號的示例。在這些示例中，射頻位于LO的高端。在直接變頻架構中，鏡像頻率和三次諧波出現在LO的相對側，并顯示在LO頻率下方。當將不同通道的LO頻率設置為相同的頻率時，雜散頻率也處于相同的頻率，如圖3a所示。圖3b所示為LO2的設置頻率高于LO1的情況。數字NCO同等地偏移，使RF信號實現相干增益。鏡像和三次諧波失真積處于不同的頻率，因此不相關。圖3c所示為與圖3b相同的配置，只是RF載波添加了調制。

測量結果

組裝了一個基于收發器的8通道射頻測試臺，用于評估相控陣應用的收發器產品線。評估波形發生器的測試設置如圖4所示。在該測試中，將相同的數字數據應用于所有波形發生器。通過調整NCO相位實施跨通道校準，以確保射頻信號在8路組合器處同相并且相干地組合。

接下來，我們將展示測試數據，比較以下兩種情況下的雜散性能：一是將LO和NCO都設為相同的頻率；二是偏移LO和NCO的頻率。所使用的收發器在一個雙通道器件內共用一個LO（見圖1），因此對于8個射頻通道來說，共有4個不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發器NCO和LO都設置為相同的頻率。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產生的雜散信號都處于相同的頻率。圖5所示為通過頻譜分析儀測得的各發射輸出。圖6所示為組合輸出。在這個特定的測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散和LO泄漏雜散展現出改善的跡象，但三次諧波沒有改善。在測試中，我們發現，三次諧波在各個通道之間始終相關，鏡像頻率始終不相關，LO頻率根據啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中，我們展示了三次諧波的相干疊加、鏡像頻率的非相干疊加以及LO泄漏頻率的部分相干疊加。

在圖7和圖8中，收發器LO全部設為不同的頻率，并且同時調整數字NCO的頻率和相位，使得信號相干地組合。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產生的雜散信號被強制設為不同的頻率。圖7所示為通過頻譜分析儀測得的各發射輸出。圖8所示為組合輸出。在這個測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散、LO泄漏雜散和三次諧波雜散開始擴散進噪聲，將通道組合起來后，每種雜散都展現出改善的跡象。

當組合非常少量的通道時，比如在本測試中，雜散的相對水平實際上提高了20log(N)。這是由于信號分量相干地組合并以20log(N)遞增，而雜散根本沒有組合。在實踐中，通過組合大通道陣列和更多通道，改善程度有望接近10log(N)。原因有二。首先，在組合大量信號的情況下，充分擴散雜散以獨立考慮每個雜散是不現實的。以1 MHz調制帶寬為例。如果規格規定，要在1 MHz帶寬內測量雜散輻射，那么最好擴散雜散，使它們相距至少1 MHz。如果無法做到，則每1 MHz的測量帶寬都會包括多個雜散分量。由于這些分量將處于不同的頻率，所以，它們將不相干地組合，并且在每1 MHz帶寬中測得的雜散功率將以10log(N)遞增。然而，任一1 MHz測量帶寬都不會包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散N小于信號N；盡管改進增量為10log(N)，但一旦N足夠大，使其雜散密度能在測量帶寬內容納多個雜散，則與無雜散信號去相關的系統相比，絕對改善量仍然優于10log(N)——也就是說，改善量將介于10log(N)和20log(N)分貝（或dB）之間。其次，這個測試是用CW信號完成的，但現實信號會被調制，這將導致它們擴散，使得在組合大量信道的情況下，不可能實現不重疊的雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關的，并且在重疊區域以10log(N)不相干地遞增。

當將不同通道的LO設為相同頻率時，需要特別注意LO泄漏分量。當兩個信號分支相加時，模擬調制器中LO的不完全消除，這是導致LO泄漏的原因。如果幅度和相位不平衡是隨機誤差，則剩余LO泄漏分量的相位也將是隨機的，并且當將許多不同的收發器的LO泄漏相加時，即使它們的頻率完全相同，它們也將以10log(N)不相干地疊加。調制器的鏡像分量也應如此，但調制器的三次諧波則不一定這樣。在少量通道被相干組合的情況下，LO相位不太可能是完全隨機的，因此測得數據中展示了部分去相關的原因。由于信道數量非常多，因此，不同通道的LO相位更接近隨機條件，并且預計為不相關疊加。

結論

當LO和NCO的頻率偏移時，結果會測得SFDR，其清楚地表明，所產生的雜散全部處于不同頻率并且在組合過程中不相關，從而確保在組合通道時SFDR能得到改善?，F在，在ADI公司的收發器產品中，LO和NCO頻率控制已經成為一種可編程的特性。結果表明，該功能可用于相控陣應用，相比單通道性能，可確保陣列級的SFDR改善。