電動汽車在運行過程中，頻繁地加速減速、起動制動，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩(wěn)定的直流母線電壓。另外，在電動汽車制動時，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高。
　　參考文獻［1］通過對比幾種典型雙向DC/DC變換器發(fā)現(xiàn)，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應力較小。基本半橋型拓撲結構運用在大功率負載時，所需開關器件等級仍然較高、電感較大、體積龐大、能量密度較低。為了減小變換器體積，增大功率等級，參考文獻［2-3］采用多重化半橋拓撲結構，降低了開關管功率等級，減小所用電感和電壓電流紋波，但開關損耗問題仍有待解決。參考文獻［4］采用一個震蕩電感加二重雙向DC/DC拓撲結構，運用軟開關技術提高效率，但增加了一個電感元件和兩個開關，導致成本增加。
　　為獲得較高的功率密度，可將變換器設計在非連續(xù)導通模式（DCM），但其紋波較大，故采用多重化拓撲結構以彌補其缺陷，由此所需電感進一步減小［3］。另外，在DCM模式下，主開關關斷的頻率是其負載電流頻率的兩倍，開關的關斷損耗增大，DCM模式使得變換器效率降低［5］。本文采用一種控制型軟開關技術［6］，不需要額外增加半導體器件，通過合理控制實現(xiàn)軟開關，從而減小了開關損耗，提高了變換器效率。
　　1 變換器拓撲結構及控制策略
　　1.1 變換器的拓撲結構及工作原理
　　本文采用的三重交錯式雙向DC/DC變換器由三個典型半橋式雙向DC/DC拓撲結構交錯并聯(lián)而成，其拓撲結構如圖1所示。
　　
　　三個基本半橋的導通時間依次互錯1/3周期，且在每個周期導通時間相同，因此電感電流也依次互錯1/3周期，從而減小總電流的紋波。
　　當正向運行，即升壓運行時，下部開關Sd1、Sd2、Sd3處于斬波狀態(tài)，為主開關，上部開關Su1、Su2、Su3與同臂下部開關互補，為輔助開關。當反向運行，即降壓運行時，上部開關與下部開關主輔職能調換。
　　為了達到軟開關目的，在實際運行中上下開關驅動信號加入的死區(qū)時間，利用電感電流恒流源作用，使上下開關各自并聯(lián)的小電容能量在死區(qū)時間內得以交換，從而達到ZCS和ZVS。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓撲加以說明。
　　圖1中，iL1為電感L1的電流，規(guī)定如圖1中方向為正方向；Co為濾波電容；FWDu1及FWDd1分別為開關Su1和Sd1反向并聯(lián)的二極管；Cu1、Cd1為兩開關并聯(lián)的小電容。低壓側Vin由蓄電池或超級電容供電，高壓側Vo接電機等負載。當電機正向運行時，Sd1為斬波開關，Su1為輔助開關，能量由低壓側Vin流向高壓側Vo；當電機發(fā)生制動時，能量反向流動，上、下開關職能調換。現(xiàn)僅以boost工作模式加以說明。圖2所示為升壓模式下6個工作模態(tài)的關鍵波形。