超級(jí)電容器 (SC)通常在約 2.7 V 的低電壓下運(yùn)行。為了獲得更高的運(yùn)行電壓，必須建立串聯(lián)的 SC 電池級(jí)聯(lián)。由于生產(chǎn)或老化引起的電容和絕緣電阻的變化，單個(gè)電容器兩端的電壓降可能會(huì)超過(guò)額定電壓限制。因此，需要一個(gè)平衡系統(tǒng)來(lái)防止電容器單元加速老化。
下面對(duì)這種串聯(lián)電路中分壓不均的影響進(jìn)行原理說(shuō)明。為了更好地理解，討論了使用兩個(gè)電容器串聯(lián)連接的平衡策略。
超級(jí)電容器串聯(lián)不平衡
電容器可以通過(guò)并聯(lián) RC 元件和絕緣電阻器來(lái)建模。目前，我們可以忽略絕緣電阻，并考慮串聯(lián)兩個(gè)電容為C 1和C 2 的電容器。在這種情況下，能量的數(shù)量是電容器上的電荷q，即其內(nèi)部界面上的電荷。借助電荷守恒定律
是每個(gè)電容器兩端的電壓降
和
和
作為總電壓。下面，我們可以考慮C 1大于C 2 的情況。在這種情況下，每個(gè)電容器兩端的電壓降為
和
和
要將每個(gè)電容器的電壓設(shè)置為 V r = V 1 = V 2，必須增加電容器 1 上的電荷并減少電容器 2 上的電荷。使用電流的定義（I = dq / dt），電壓可以寫(xiě)為
和
電流I 1,2被解釋為必須在時(shí)間跨度Δt 內(nèi)流動(dòng)以平衡該系統(tǒng)的電流。在給定時(shí)間段Δt 內(nèi)平衡電壓差ΔV所需的恒定電流為
平衡策略
文獻(xiàn)根據(jù)各種特征對(duì)平衡策略進(jìn)行分類(lèi)，例如：
耗能行為
平衡速度
使用的技術(shù)類(lèi)型
價(jià)錢(qián)
因此，在選擇正確的平衡策略時(shí)，重要的是要了解特定應(yīng)用的所有參數(shù)和約束條件，以便做出正確的選擇。在這里，我們區(qū)分主動(dòng)平衡和被動(dòng)平衡。
主動(dòng)平衡涉及使用主動(dòng)控制的開(kāi)關(guān)或放大器系統(tǒng)。被動(dòng)平衡涉及使用分流器或電壓相關(guān)電阻來(lái)減少過(guò)電壓的影響。與被動(dòng)平衡相比，主動(dòng)平衡速度快，通常節(jié)能，但成本也相對(duì)較高。另一方面，被動(dòng)平衡相對(duì)較慢，通常會(huì)導(dǎo)致電荷損失增加，但成本較低。
測(cè)量
測(cè)試了 Würth Elektronik 的兩個(gè) SC 的串聯(lián)連接：
電容器 1：C 1 = 10 F
電容器 2：C 2 = 15 F
這對(duì)應(yīng)于與標(biāo)稱(chēng)電容 C r = 12.5 F的理論電容器的偏差。
對(duì)于充電，我們使用 V g = 5.4 V 的充電電壓和 I c = 2 A的最大充電電流。
為了可靠的電路設(shè)計(jì)，我們想強(qiáng)調(diào)的是，不建議將具有不同標(biāo)稱(chēng)電容的 SC 組合。選擇此組合僅用于實(shí)驗(yàn)?zāi)康摹?/p>
還研究了每個(gè)電路在 24 小時(shí)內(nèi)的自放電行為。為此，我們?cè)陔娙萜魍耆潆姾推胶夂髮⒄麄€(gè)平衡電路與主電源斷開(kāi)。
1kΩ 電阻器
對(duì)于被動(dòng)平衡，我們使用了 1 kΩ (1%) 和額定功率為 0.6 W 的電阻器。選擇該電阻器以縮短平衡時(shí)間而不是低功耗。測(cè)得的電壓V 1和V 2以及由此產(chǎn)生的電壓差V 1 – V 2（如圖 1 所示）表明大約 600 分鐘后完全平衡。V 1和V 2漸近逼近V r。
圖 1：隨時(shí)間變化的電池電壓
12 小時(shí)后的總功耗（根據(jù)有效漏電流計(jì)算，I loss）為 2.8 mA × 5.4 V ≈ 15 mW。對(duì)于低功耗應(yīng)用或備份解決方案，這種補(bǔ)償速度可以足夠快并且功耗是可以接受的。對(duì)于獨(dú)立的電池供電應(yīng)用，應(yīng)增加電阻以減少損耗。為了安全起見(jiàn)，還建議降低工作電壓以避免過(guò)壓。
自放電的半衰期估計(jì)為
和
因此，本示例中的結(jié)果如下：
?圖 2：測(cè)量的帶電阻器的均衡電路的自放電
穩(wěn)壓二極管 BZX79-B2V7
我們使用了 NXP Semiconductors 的穩(wěn)壓二極管 BZX79-B2V7。結(jié)果如圖 3 所示，顯示大約 80 分鐘后完全均衡。總功耗為 500 mW 的數(shù)據(jù)表值，測(cè)量值大致符合理論近似值
12 小時(shí)后的總功耗（有效漏電流，I loss）為 5 mA × 5.4 V ≈ 27 mW。在較低電壓下，功耗甚至更低。（數(shù)據(jù)表定義：I loss (1 V) = 20 μA。）
圖 3：隨時(shí)間變化的電池電壓
我們可以估計(jì)，在我們的案例中，數(shù)據(jù)表中的值I loss (1 V) = 20 μA 大約高出 10 倍。當(dāng)f = 10 時(shí)，串聯(lián)連接的自放電的理論半衰期，與齊納二極管平衡，可以估計(jì)為
圖 4：使用齊納二極管測(cè)量的均衡電路的自放電
圖 4 中所示的自放電測(cè)量結(jié)果表明t loss * = 1,900 分鐘大約對(duì)應(yīng)于自放電的實(shí)際半衰期。
MOSFET ALD910022（測(cè)試板SABMB2）
基于 MOSFET 的均衡電路是使用 Advanced Linear Devices 的 ALD910022 MOSFET 的 SABMB2 測(cè)試板實(shí)現(xiàn)的。圖 5 中的結(jié)果顯示約 300 分鐘后完全均衡。12 小時(shí)后的總功耗為 1.5 mA × 5.4 V ≈ 8 mW，大約與齊納二極管一樣低。
圖 5：隨時(shí)間變化的電池電壓
圖 6：測(cè)量的具有 MOSFET 的均衡電路的自放電
圖 6 中的自放電測(cè)量結(jié)果表明，24 小時(shí)后，電池電壓已降至約 4 V。在此速率下，t loss約為數(shù)天。
放大器 OPA2677
對(duì)于有源平衡，我們使用了 OPA2677 放大器（Texas Instruments）。OPA2677 的優(yōu)勢(shì)是 500 mA 的相對(duì)較高的輸出電流，可實(shí)現(xiàn)快速平衡。圖 7 中測(cè)得的電池電壓顯示了充電時(shí)間內(nèi)的即時(shí)平衡，該測(cè)量約為 3 分鐘。輸出端的阻尼電阻不應(yīng)小于 0.4 Ω，以防止輸出電壓振蕩。1 Ω 的電阻在快速均衡和阻尼之間提供了最佳選擇。
圖 7：隨時(shí)間變化的電池電壓
12 小時(shí)后的總功耗為 50 mA × 5.4 V ≈ 270 mW。大部分功率通過(guò)放大器電源端子耗散。這種相對(duì)較高的功耗顯示了這種策略的主要缺點(diǎn)。雖然速度很快，但它也有很高的永久功耗。
圖 8：使用 OPA2677 測(cè)量均衡電路的自放電
圖 8 中的自放電測(cè)量結(jié)果顯示了t loss = 5 分鐘的自放電半衰期。
盡管電路始終確保平衡電荷，但通過(guò)電源通道的損耗很大。
平衡板 LTC3128
DC1887A 評(píng)估板使用 ADI 公司的 LTC3128 降壓-升壓型充電和平衡電路。這會(huì)以 4.2 V 的預(yù)設(shè)電壓為 SC 充電。該板在 5.5 V 的電源電壓下運(yùn)行。圖 9 中顯示的測(cè)量結(jié)果顯示 1.5 分鐘后完全平衡。
圖 9：隨時(shí)間變化的電池電壓
12 小時(shí)后的總功耗為 0.1 mA × 5.4 V ≈ 0.5 mW。
圖 10：使用 LTC3128 測(cè)量均衡電路的自放電
概括
用電阻平衡是最慢的平衡策略，但具有功耗低、成本最低、電路設(shè)計(jì)最簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。Z二極管的平衡速度適中。它提供了相對(duì)低功耗、低成本和最簡(jiǎn)單的電路設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)。
MOSFET 電路還具有相對(duì)較低的功耗。給定示例的補(bǔ)償速度適中。盡管與其他策略相比，運(yùn)算放大器提供了快速平衡，但它的功耗最高。平衡評(píng)估板提供最快的平衡和適度的功耗。總的來(lái)說(shuō)，這是一個(gè)方便但有點(diǎn)昂貴的解決方案。下表給出了匯總結(jié)果的概述：
最后，每個(gè)開(kāi)發(fā)人員都有責(zé)任根據(jù)自己的情況選擇和調(diào)整最佳解決方案。
審核編輯：湯梓紅