兩個問題
最近在研究三極管時翻到了《晶體管電路設計(上)》這本書，相信很多業內的小伙伴都有這本書。書中在第2章中的實驗電路，正好和我們前面分析的例子相匹配。當然這不是巧合，畢竟這個電路太典型，很多模電書上都有分析。
在Page24中，如下圖紅圈，有提到高通濾波器的截止頻率fc=1/2πRC。不知道屏幕前的你在研究這本書時有沒有疑惑？
反正我是有疑問： ①為什么fc是1/2πRC？②R為什么是R1//R2,18kΩ？三極管的rbe和Re為啥不考慮？
理論分析
帶著這兩個疑問，對這個共射極放大電路進行分析。此時我們的目標很明確，就是低頻帶。在低頻帶時，交流耦合電容C1，C2不能再像中頻帶一樣短路，需要考慮耦合電容的影響；而三極管的結電容依舊可以當做短路。
于是，就有如下交流通流：
此時的Rb是Rb1//Rb2并聯后的簡化。由于發射極電阻Re的存在，使得這個交流通路不是很直觀，需要做進一步簡化。把Re分別折算到輸入回路和輸出回路。
如上圖所示，Re折算到輸入回路，變成了等效電阻(1+β)Re。而在輸出回路，由于連接的是受控電流源，電流源的內阻本身已經是無窮大，可以暫且忽略Re在輸出回路的影響（這是基于個人理解給出的解釋）。
為了讓電路更加直觀，我們做進一步簡化。在輸入回路，C1右側的電阻簡化為Ri。在輸出回路，根據諾頓定理講受控電流源β*ib轉換受控電壓源β*ib*Rc，輸出回路的等效電壓源的內阻也變成了Rc，如上圖所示。
注意：在電路中Re=2k，Rb=Rb1//Rb2=18k，β如果取值200，rbe暫且不算，已經有(1+β)Re>>Rb。那[rbe+(1+β)Re]//Rb的值應趨近于Rb，所以有：Ri近似約等于Rb。
討論完Ri，我們再看下輸入回路的電流Ii。rbe+(1+β)Re上的電壓Vi=Ib[rbe+(1+β)Re]。由于Rb和rbe+(1+β)Re是并聯關系，則Rb兩端電壓也是Vi。
于是，可以求得：
由于rbe+(1+β)Re和Rb的兩端電壓都是Vi，rbe+(1+β)Re>>Rb，則有：
計算完Ri和Ii，我們可以開始求解Vs。
求解Vo：
備注：RL'=Rc//RL。
再求解Avsl：
這樣的話，可以得到兩個低頻截止頻率fL1和fL2。
針對Vs，由于沒有設置Rs，那么fL1=1/2π*Rb*C1。這個不就是文章開頭《晶體管電路設計(上)》書中的計算公式么！而且Rb正是Rb1//Rb2。
把整個推導過程的手寫版本，全部放出來：
特別說明：上面的推導僅限于上圖中的電路。如果在Re上并聯一顆大電容，推導出來的Avsl計算公式又不一樣了，請具體問題具體分析。
還是用這個共射極放大電路，老粉兒應該不陌生，已經用了多次。
在前一篇文章中，仿真頻率響應得到的幅頻曲線是這樣的：
為什么這里面沒有體現出高通濾波的特性呢？
這是因為起始頻率設置的太高。如果我們把起始頻率設置為0.1Hz，再仿真看看。如下圖所示，中頻帶的增益是13.69，在下降3dB后，在低頻區對應的頻點是944mHz，即0.9Hz。
這也正好和計算的fL1=1/2π*Rb*C1=0.9Hz能對應上。
總 結?
寫到這里，終于把前面共射極放大電路低頻截頻計算方法說清楚了。
現在梳理下今天討論的內容：
①CE放大電路的低頻等效電路及其低頻截頻fh推導過程；
②用TINA-TI仿真CE放大電路的低頻帶的幅頻響應；
怎么樣？一個簡短的問題，給出的回答可淺可深。我的助攻只能到這里，能否晉升到陸地神仙境，一劍開天門，就看你的造化了！
審核編輯：劉清