軌到軌放大器是一種特殊類型的放大器，其共模電壓范圍可以從正電源電壓到負電源電壓。軌到軌放大器應用范圍廣泛，尤其在電源電壓日益降低的情況下。通常信號幅度會隨著電源電壓的降低而減小，在這種情況下，噪聲對電路的影響會明顯增大，信噪比則明顯減小。使用軌到軌放大器，可獲得最大的信號擺幅，使噪聲對電路性能的影響降低。

實現(xiàn)軌到軌的方法之一是使用耗盡型器件。由于采用了離子注入技術(shù)，耗盡型器件的閾值電壓可以是負值，盡管這種技術(shù)使得軌到軌輸入級的電源電壓可降低至1 V，但由于標準CMOS技術(shù)不支持耗盡型晶體管，因此這種方法在CMOS工藝中基本不被采用。

放大器的輸出端易實現(xiàn)軌到軌，只需將兩個輸出晶體管的漏極相連，輸出加容性負載，即可實現(xiàn)輸出的軌到軌。但在輸入端實現(xiàn)軌到軌則較復雜。原則上只能是折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)才能使輸入端包含電源電壓的軌。這種技術(shù)是實現(xiàn)所有軌到軌輸入放大器的基礎(chǔ)。

文中探討了一種兩級恒跨導的軌到軌CMOS運算放大器，由軌到軌恒定跨導輸入級、求和電路及AB類輸出級構(gòu)成。為減小芯片面積、噪聲和失調(diào)，將AB類輸出級控制部分嵌入到折疊共源共柵求和電路中。與其他輸入輸出軌到軌運算放大器相比，由于其電路結(jié)構(gòu)簡單、緊湊、芯片面積小、性能高，所以可廣泛應用于VLSI的設(shè)計中。采用CSMC 0.18μm工藝模型進行仿真并流片驗證。

1 理論分析

1.1 輸入級

共模輸入范圍超過或至少包含兩個電源電壓軌需要輸入級是NMOS和PMOS差分對并聯(lián)。圖1給出了一個這樣的輸入級，這級電路有兩個不希望產(chǎn)生的特性。

（1）若輸入對中的一對關(guān)掉了，輸入電壓失調(diào)會發(fā)生變化，這發(fā)生在狹窄的共模輸入電壓范圍內(nèi)。對這些接近軌的關(guān)斷區(qū)域中，式（1）可用于近似共模抑止比（CMRR）

其中，Vic是共模輸入輸入電壓;Vos是放大器的失調(diào)。對文獻所報告的軌到軌輸入電路，式（1）給出了較低的共模抑止比（30～40 dB）。

（2）這級電路的跨導不恒定，不利于最優(yōu)的頻率補償，且影響諧波總失真（THD）性能。文獻中給出的電路，如圖2所示。解決了第2個問題，但若應用于CMOS電路，仍會有較差的CMRR特性，因電流在窄的共模輸入信號范圍內(nèi)從一對切換到另一對。

這一問題在圖3所示的輸入級中得到了解決。電阻R和M5所拉出來的電流基本正比于共模輸入電壓，因此將電流Ip在兩對輸人對中進行分配。當共模輸入電壓變化時，一對的尾電流逐漸增加，另一對的尾電流逐漸減小。結(jié)果，失調(diào)電壓漸進地變化，這樣就提高了CMRR。在一個5 V設(shè)計中與原有的解決方案相比，通常CMRR可有20 dR的增加。來自負電源的電源抑止比（PSRR-）不會降低，因此M4-R-M5的通道只影響信號的共模部分。

無論兩對輸入對是工作在弱或中度反型區(qū)，均可獲得近似恒定的跨導，因電流鏡M3和M4使得尾電流的和保持恒定。M5在較低的輸入共模信號下，有助于保持尾電流的和是個常數(shù)。其作用類似于電平位移器只有當M3飽和時才會迫使電流流入M4。

工作在弱反型區(qū)時n通道和p通道的斜率系數(shù)之間的差異會影響跨導的和。這種影響可以通過選擇合理的電流鏡的比例來抵消。設(shè)計的運算放大器電路的輸入級采用了圖3所示的結(jié)構(gòu)。

1.2 電流求和電路

軌到軌運算放大器另一個重要模塊是電流求和電路。實現(xiàn)電流求和電路的傳統(tǒng)方法如圖4所示，此方法會導致零極點位置及低頻增益的劇烈變化，不利于頻率補償。

如圖4所示，M1a和M1b的偏置電流IB除了要為NMOS輸入差分對提供電流IN外，還需提供偏置電流IF。因輸入級NMOS差分對的電流隨著共模電壓VCM的變化而變化，其值可從0變化到2IN以上，其中IN為NMOS差分對在共模電壓中間時的值。所以，晶體管M1a和M1b的偏置電流要能為NMOS差分對提供這樣的電流增量還要為電流求和電路提供最小的靜態(tài)電流。

另一方面，當共模輸入電壓為中間值或負電源電壓時，M1a和M1b中額外部分的偏置電流將流過晶體管M2a和M2b，因此改變了這些晶體管的靜態(tài)偏置電流，從而改變了其的跨導和輸出阻抗。這些變化將導致運算放大器零極點位置以及低頻增益的變化。為了優(yōu)化運算放大器的低頻增益、頻率補償、功耗及諧波失真，穩(wěn)定這些晶體管的靜態(tài)電流很重要。

文中采用了浮柵電壓源來穩(wěn)定求和電路中的靜態(tài)電流，即在晶體管M2b和M3b的漏極之間插入浮柵電壓源M5b和M6b，具體實現(xiàn)在圖5運算放大器主體電路中給出。

直流電流流過M5b和M6b，但沒有交流電流從中通過，其屏蔽了交流行為，對來自第一級的電流表現(xiàn)為一個無窮大的交流阻抗。

1.3 輸出級

在運算放大器輸出級的設(shè)計中，為了提高效率，輸出級必須要有大的擺幅和盡可能小的靜態(tài)電流。共源極AB類輸出級就具有這樣的特點。

AB類輸出級在沒有輸出電流時，輸出晶體管被偏置在一個相對較小的靜態(tài)電流下，有效地減小了交越失真，同時也可保證最大動態(tài)輸出電流遠大于靜態(tài)電流，從而提高輸出級的效率。AB類輸出級的關(guān)鍵在于保持兩個輸出晶體管柵極間電壓的恒定。如圖6所示，在此的AB類控制采用兩個浮柵MNC和MPC，相對于使用電阻，可有效減小芯片面積。AB類浮柵控制形成兩個跨導線性環(huán)MPA、MPB、MPC和MPO以及MNA、MNB、MNC和MNO，確定了兩輸出管的靜態(tài)電流，固定了兩輸出管MPO和MNO柵源之間的電壓。

AB類輸出級的具體原理如下：Iin1和Iin2為兩個同相位的交流小信號電流源，設(shè)Ib1=Ib2=Ib3=Ib4=I;Iin1=0，Iin2=0。MPA、MPB和MPC構(gòu)成了MPO的偏置電路，MNA、MNB和MNC構(gòu)成了MNO的偏置電路，分別決定了MPO和MNO的靜態(tài)偏置電流。設(shè)

因A、B間可視為一個浮動電壓源，交流小信號下可視為短路，即VA=VB。于是有如下兩種情況：

（1）當Iin1=Iin2》0時（流入節(jié)點A和B），節(jié)點A和B電壓將升高，最終MPO截止、MNO導通，VA=Vb=VDD。

（2）當Iin1=Iin2《0時，MPO導通、MNO截止，VA=VB=0，從而實現(xiàn)軌到軌的大動態(tài)輸出。

采用這種結(jié)構(gòu)，當一個輸出管的電流較大時，另一個輸出管的電流能保持一個最小值Imin。該Imin可防止MOS管進入截止狀態(tài)。只要MOS管不進入截止狀態(tài)，

就不會產(chǎn)生開關(guān)延遲和交越失真。

傳統(tǒng)的米勒補償要求在輸出管的柵漏兩端分別接入兩個補償電容。由于電容的前饋通路，米勒補償引入了一個相平面右側(cè)的零點，該零點減小了相位裕度，限制了單位增益帶寬。

本文通過共源共柵補償來消除這個零點，用較小的補償電容就實現(xiàn)了頻率補償，獲得了較高的單位增益帶寬。

2 仿真分析

圖7是輸入級的總跨導gmtot隨共模輸入電壓變化的仿真結(jié)果。橫軸是輸入共模電壓，縱軸是輸入級的總跨導，單位S。

在本文的設(shè)計中，共模輸入電壓從地變化到電源電壓，輸入gm的變化僅為5.5%。

圖8是運算放大器在電源電壓為3.3 V，共模輸入電壓為1.65 V，負載電阻為10 kΩ，負載電容為10 pF，補償電容為1.8 pF時的開環(huán)頻率特性。仿真結(jié)果表明低頻增益約為107 dB，相位裕度約為61°，單位增益帶寬約為4.5 MHz。

3 實驗測試與分析

電路在CSMC0.18μm 1P6M工藝平臺上進行了流片，芯片面積為0.067 km2。芯片照片如圖9所示。

為測試電路的瞬態(tài)特性如輸入輸出軌到軌的特性，翻轉(zhuǎn)速率（SR）和穩(wěn)定時間（ST），將放大器接成單位增益緩沖器的形式進行測試。

圖10是輸入為0到電源電壓3.3 V的斜波信號，輸出跟隨輸入變化，也可從0～3.3 V。其中上面的波形是輸入信號，下面的波形是輸出信號。縱坐標是1 V/格，橫坐標是2 ms/格。

圖11是SR的測試結(jié)果，為了測試上升沿的SR+而將波形進行放大，其中陡峭的信號是輸入信號，緩慢的信號是輸出信號。

圖12是ST的測試結(jié)果，為測試上升沿的ST+而將波形進行了放大，其中陡峭的信號是輸入信號，緩慢的信號是輸出信號。

表1是該運算放大器典型性能的總結(jié)。其中SR+是上升沿的SR，SR-是下降沿的SR;ST+是上升沿的ST，ST-是下降沿的ST。

4 結(jié)束語

探討了一種輸入輸出軌到軌運算放大器的設(shè)計。該運算放大器的輸入級總跨導在整個共模范圍內(nèi)變化僅為5.5%。運算放大器采用AB類推挽輸出結(jié)構(gòu)，并且將其與求和電路有機結(jié)合。整個運算放大器采用共柵米勒補償，從而得到較大的帶寬。芯片在華潤上華0.18μm工藝平臺上進行了流片。對芯片的性能進行了測試，測試結(jié)果和設(shè)計目標一致。此種運算放大器不僅可廣泛應用于模擬集成電路和數(shù)模混合電路中，也可用于其他VLSI的設(shè)計中。