0 引言

近年來，寬禁帶材料與微波功率器件發(fā)展非常迅猛。GaN材料作為第三代半導(dǎo)體的典型代表，具有很多優(yōu)異的特性，如禁帶寬度寬、擊穿場強(qiáng)高、熱傳導(dǎo)率高和峰值電子漂移速度高，所以GaN材料可以很好地滿足高溫、高頻和高功率等工作要求。同時由于目前的電子整機(jī)系統(tǒng)要求功率放大器具有較寬的帶寬、較大的功率和較高的效率，而GaAs器件受自身功率密度的限制，在兼顧體積時不能保證較大功率的輸出，并且用GaAs器件制作的功率放大器效率較低。相比之下GaN器件在這方面的優(yōu)點(diǎn)就變得非常突出，GaN器件制成的功率放大器效率高于GaAs，且GaN可以高電壓工作的特點(diǎn)將會使其成為未來工程應(yīng)用的首選［1］。

與以多個晶體管并聯(lián)來實(shí)現(xiàn)的功率放大器相比，單胞的功率放大器具有更高的能效，同時這樣也可使得功率器件的輸入、輸出端口的阻抗與多胞器件相比更大，因此在設(shè)計和使用時，由輸入、輸出引線微小的變化、管殼以及其他寄生參數(shù)等帶來的對電路性能的影響就比較小，甚至可以忽略不計，這樣實(shí)際電路的性能與仿真的性能更為接近，可以保證電路的性能。同時本文采用了內(nèi)匹配的方式，即在管殼內(nèi)部引入匹配電路，通過較高進(jìn)度的薄膜電路對功率芯片進(jìn)行匹配，可進(jìn)一步減小外界寄生參數(shù)對電路性能的影響，更加有利于電路的設(shè)計。

目前國內(nèi)外對GaN HEMT功率放大器的研究有很多，其參數(shù)對比見表1，可以看出，與現(xiàn)有的GaN HEMT 功率放大器設(shè)計相比，本文設(shè)計的功率放大器在輸出功率較高的同時，也具有較高的能效，同時，應(yīng)用的頻段也屬于S波段中比較高的頻段。

本文運(yùn)用傳輸線理論，采用單胞的電路結(jié)構(gòu)，用微波仿真軟件ADS對柵寬為9.6 mm GaN功率芯片進(jìn)行阻抗匹配，實(shí)現(xiàn)了在3.8～4.2 GHz頻段的連續(xù)波輸入條件下，輸出功率大于30 W，相對帶寬25%，功率附加效率大于48%的GaN功率放大器。

1 功放的設(shè)計

1.1 器件的選擇

設(shè)計功率放大器時，選擇合適柵寬的功率芯片很重要，如果功率芯片的柵寬太小，則無法輸出所要求的功率；如果柵寬過大，又會造成效率的降低。本文的設(shè)計目標(biāo)是在3.8~4.2 GHz的連續(xù)波輸入的條件下，達(dá)到30 W功率的輸出，附加效率大于48%。南京電子器件研究所自主研制的GaN功率芯片，在28 V漏極電壓S波段條件下具有4 W/mm的功率密度，按照此值進(jìn)行計算，選取了9.6 mm柵寬的管芯。

1.2 匹配電路的實(shí)現(xiàn)

較為常見的匹配電路模型有L型、T型以及π型匹配網(wǎng)絡(luò)。L型匹配網(wǎng)絡(luò)由兩個不同性質(zhì)的電抗元件構(gòu)成，它是一個窄帶網(wǎng)絡(luò)，具有濾波功能，濾波性能取決于匹配網(wǎng)絡(luò)的Q值，為了實(shí)現(xiàn)更大的帶寬和阻抗變換，匹配網(wǎng)絡(luò)就需要更多的元件，這時T型和π型匹配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用就更為常見，而這兩個匹配網(wǎng)絡(luò)都是在L型匹配網(wǎng)絡(luò)上的優(yōu)化。當(dāng)需要實(shí)現(xiàn)的帶寬繼續(xù)增加時，這就需要進(jìn)行多節(jié)匹配，而這時采用的基礎(chǔ)匹配網(wǎng)絡(luò)就是L型網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。

本文設(shè)計的功率放大器的相對帶寬為10%，已屬于寬帶范圍，因此電路匹配方式為T型、π型匹配網(wǎng)絡(luò)或者多節(jié)匹配方式。對于電路中的電感以及電容的參數(shù)選取，有兩種方式，一是通過計算的方式，二是根據(jù)阻抗-導(dǎo)納史密斯圓圖進(jìn)行阻抗匹配。

計算方式本文以一個2節(jié)L型匹配網(wǎng)絡(luò)為例，如圖1所示。

阻抗變換是一步步執(zhí)行的，從RS到R1，再到RL，當(dāng)相鄰電阻比相等時，可以得到最優(yōu)化帶寬：

由式（1）得出中間等效電阻R1的值，然后可以得出由此最優(yōu)節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)Q的值為：

再根據(jù)品質(zhì)因數(shù)Q的計算式得到相應(yīng)的C、L的值，見式（3）：

由此可以得到最優(yōu)的2節(jié)L型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的各個電抗元件的數(shù)值。

利用阻抗-導(dǎo)納史密斯圓圖進(jìn)行阻抗匹配，如圖2所示。

本文選取了利用史密斯圓圖進(jìn)行匹配的方式，對于匹配電路的設(shè)計過程，本文先進(jìn)行輸出匹配電路的設(shè)計，然后再進(jìn)行輸入匹配電路設(shè)計。

1.2.1 輸出匹配電路設(shè)計

實(shí)際功放設(shè)計中，為追求最大的器件功率輸出，放大器的輸出端一般采用最佳功率匹配電路。管芯的輸出阻抗通常可以等效為一個電阻與一個電容的并聯(lián)形式，電阻的阻值與電容的容值都與柵寬有著直接的聯(lián)系，電阻與柵寬成反比，即，R×L=90 Ω·mm；而電容與柵寬成正比，即C/L=0.4 pF/mm。因此可以得出管芯的輸出阻抗為ZS=（9.375 Ω//3.84 pF）

然后利用ADS軟件中的Smith Chart Utility進(jìn)行阻抗匹配，本文對輸出匹配采用了T型網(wǎng)絡(luò)匹配，匹配電路見圖3。

1.2.2 輸入匹配電路設(shè)計

輸入電路通常采用基于小信號下的最佳增益匹配以達(dá)到最優(yōu)功率輸出。首先需要得到管芯的小信號輸入下的S參數(shù)模型，將輸出匹配電路中的管芯等效RC并聯(lián)電路用該S參數(shù)模型進(jìn)行替換，同時對該電路進(jìn)行仿真得到從管芯輸入端看過去的雙端口網(wǎng)絡(luò)的S11參數(shù)，得到相應(yīng)的等效輸出阻抗，然后進(jìn)行仿真，考慮帶寬的影響，本文采用了2節(jié)L型網(wǎng)絡(luò)匹配的設(shè)計，見圖4。

實(shí)際電路中不存在理想的電感電容元件，而且本文采用的是內(nèi)匹配的方式，需要將各元件用相應(yīng)的微帶線進(jìn)行替換。同時各節(jié)微帶線連接采用金絲相連，在對微帶線匹配電路進(jìn)行仿真時都要進(jìn)行考慮，盡量減少額外的寄生參數(shù)的影響。

2 放大器的測試與數(shù)據(jù)分析

在功放測試中，采用柵極偏壓-2.5 V，漏極偏壓28 V，輸入信號為連續(xù)波的測試條件進(jìn)行測試，經(jīng)測試，將輸入功率為25 dBm，作為小信號輸入功率；將輸入功率設(shè)定為36 dBm，作為達(dá)到飽和輸出功率。

將實(shí)際小信號增益與仿真結(jié)果進(jìn)行對比，如圖5所示。

經(jīng)對比可以發(fā)現(xiàn)實(shí)際的測試結(jié)果與仿真的數(shù)據(jù)基本接近，鑒于存測試架、管殼的寄生參數(shù)等因素導(dǎo)致的衰減影響，可以認(rèn)為樣品與仿真基本一致。

當(dāng)輸入功率為36 dBm時，功放的飽和輸出功率和附加效率（PAE）測試結(jié)果如圖6所示。

測試結(jié)果顯示，在3.8~4.2 GHz的工作頻率內(nèi)，功率放大器的飽和輸出功率最小值為45.4 dBm，最大值為46.5 dBm，整個工作頻帶內(nèi)的附加效率超過了48%，最大附加效率點(diǎn)達(dá)到了55.1%，滿足設(shè)計要求。

至此本文設(shè)計的功率放大器其實(shí)測的小信號增益測試數(shù)據(jù)與仿真數(shù)據(jù)的趨勢基本一致，與設(shè)計相符，大信號輸入條件下的飽和輸出功率與其附加效率均滿足設(shè)計要求，證明本文的設(shè)計是成功的。

3 結(jié)論

本文設(shè)計并實(shí)現(xiàn)了一款GaN HEMT內(nèi)匹配功率放大器，同時對幾種匹配電路模型進(jìn)行了介紹，有L型匹配網(wǎng)絡(luò)、T型匹配網(wǎng)絡(luò)、π型匹配網(wǎng)絡(luò)，同時對常用于寬帶電路設(shè)計的多節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)以及用史密斯圓圖進(jìn)行匹配的方法進(jìn)行了較為詳細(xì)的說明。最終用1個柵寬為9.6 mm的GaN功率芯，通過內(nèi)匹配的方式，用史密斯圓圖進(jìn)行了電路設(shè)計，在3.8~4.2 GHz頻段內(nèi)，連續(xù)波輸入的條件下實(shí)現(xiàn)了30 W以上的功率輸出，同時功率的附加效率達(dá)到了48%以上。同時也顯示了GaN功率器件的寬帶、高效和高功率的工作性能具有廣闊的工程應(yīng)用前景。

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