隨著電力電子技術的發展，開關電源的工作頻率越來越高，由此帶來的電磁干擾（EMI）問題也日益嚴重。為了防止EMI發射水平超過相關的標準，通常會采用EMI 濾波器。在一個前端變換器中，傳統形式的EMI 濾波器通常要占整個電源體積的15%～20%。由于要求開關電源的體積將越來越小，EMI 濾波器的尺寸也同樣需要減小。

鑒于此，Van Wyk， J.D.提出一種電磁集成結構的EMI濾波器。通過采用平面PCB繞組電感電容的集成結構，把所有的無源元件均集成到一個單元中。在這種結構中，需要使用一個體積較大的磁芯。J. Biela 提出一種無源集成結構和混合有源集成結構，可以減小磁芯的高度和尺寸，但是整個濾波器的面積大大增加，而且效率降低。

前述的這些集成EMI濾波器的方法均是基于平面PCB集成繞組結構。本文提出一種新型EMI濾波器結構，基于柔性多層帶材繞組的電感電容集成結構。并制作了一個樣機，作為1000W，220V/50Hz輸入，DC48V輸出前端變換器的EMI濾波器。給出了實驗結果。

2、平面PCB繞組與柔性多層帶材繞組比較

平面PCB繞組與柔性多層帶材繞組分別如圖1、圖2所示。他們的基本結構均由兩層導體與中間的介質層組成，而把這種繞組繞在磁心上時，可以實現電感電容的集成元件。

圖3為這兩種繞組繞于磁心上時的頂視圖，其中w是繞組寬度，g為相鄰匝之間的距離，a和b分別為矩形磁心柱截面的邊長。另外，定義n為匝數，h為繞組的高度。

由此可以得到繞組總長度的計算公式如下：

在實際應用中，平面PCB繞組的寬度w比高度h要大得多，而對于柔性多層帶材繞組來說，w則遠遠小于h。且由于工藝與絕緣的要求，平面PCB的匝間距離g也遠遠大于柔性多層帶材繞組。如果兩種應用的磁心相同，繞組匝數相同，從公式（1）我們可以看出平面PCB繞組的總長度將比柔性多層帶材繞組長度要大得多，而且隨著匝數n的增加，差距越大。

圖4. 兩種繞組長度比較

通過圖4可以更清楚的看到這一點，這里假設a=b=10mm，而其他參數如表1所示。可以看到，隨著匝數的增加，柔性多層帶材繞組在長度上的優勢就越明顯。繞組越長意味著用銅量越大，損耗也越大，可能也導致體積越大。因此，這是柔性多層帶材繞組應用于無源元件集成的一個重要優點。

3、集成結構

如圖5所示為一種柔性多層帶材的圖形描述，由兩層導體、一層介質及一層絕緣組成。當把這種帶材繞制在磁心上，就可以同時得到一定的電感和電容。

我們提出的基于柔性多層帶材繞組的集成EMI結構如圖6所示。采用一組UU（或UI）磁心，在磁心的兩個柱上分別繞了一個柔性多層帶材繞組。這樣的一種結構可以把共模電感、差模電感和共模電容集成為一個元件。按照圖7所示的連接方法，加上外加的差模電容，就可以得到一個完整的EMI濾波電路。

集成EMI濾波器的等效電路如圖8所示，虛線框中的電路部分為集成元件的等效電路。兩個柔性繞組通過磁心形成的閉合磁路耦合形成共模電感LCM，每個繞組中的兩層銅箔與中間的介質層形成共模電容CCM，且由于差模電感通常只有共模電感1%大小，所以可以利用兩個繞組漏感實現。而如果漏感比所需要的差模電感小時，可以采用一些增大漏感的方法。

如圖9所示給出了4種增大漏感的方法。圖9（a）在基本結構的頂部增加一個U形磁心，它的邊柱上分別繞有若干匝導線用于實現差模電感，它與基本結構的主磁心公用一部分磁路。采用這種方法可以很容易的得到所需的差模電感，代價是整個濾波器的高度和體積都有所增加。由于可以利用漏感來實現DM電感，所以可以采用一些減小兩個柔性繞組之間的耦合系數的方法，使得漏感增大。圖9（b）~（d）所示為基于此的不同實現途徑。如增加低磁導率材料的中柱、增加帶氣隙的中柱或者在兩邊繞組外包裹導磁帶材都可以實現這個目標。

圖9. 增加差模電感的方法

下面將給出一些重要的公式和限制條件。基于這些公式，可以根據選定的參數設計合適的集成EMI濾波器。

共模電感計算：

這里μeff磁心的等效相對磁導率，n為匝數，Ae磁心有效截面積，le為等效磁路長度。

差模電感由繞組間的漏感實現。由于差模電流磁通在主磁路中絕大部分互相抵銷，因此磁通密度的限定值由DM電感和電流峰值決定：

這里B為DM電感形成的磁通密度。它必須小于磁心材料的飽和磁通密度以防止磁心飽和。

共模電容：

這里εr為介質的相對介電常熟，l為繞組的總長度，w為導體寬度，d為介質的厚度。

介質的厚度必須要滿足其擊穿電壓大于最大電源電壓的限制條件。

繞組總長度計算公式為：

這里a和b為磁心柱截面的邊長，d為繞組厚度，n為繞組的匝數。

柔性繞組的厚度d和寬度w要滿足如下的限制條件：

d wcore/2n （6）

這里wcore 是磁心窗口寬度；

w hcore （7）

這里 hcore 是磁心窗口高度。

4、磁心材料非線性的影響

根據如圖10所示的一種鐵氧體磁心材料的復磁導率曲線，磁導率的實部表示電感元件的阻性部分也就是損耗，虛部代表感性部分。可以看到隨著頻率的增加，磁導率的實部和虛部并不是一根直線，存在著與頻率有關的非線性。

鐵氧體磁心材料的復磁導率計算公式如下：

L0表示當相對磁導率為1時的電感值：

圖11. 共模電感理論與測試阻抗曲線

由于EMI濾波器的有效工作頻率為150kHz～30MHz，必須考慮磁心材料的非線性特性。否則對于集成EMI濾波器的模型分析在高頻時將與實際情況差別較大，也就失去了分析的意義。圖11中給出了CM電感的計算與測試阻抗曲線，其中分別給出了考慮磁心非線性和不考慮磁心非線性的阻抗曲線。可以看到，考慮磁心非線性的模型在高頻段與測試曲線吻合的更好。

5、實驗

根據前面提出的集成結構與方法，設計并制作了一個集成EMI濾波器的樣機，圖12中給出了它的照片。磁心選用的為東磁的UF33，材料為R10K，初始磁導率為10000。在磁心的兩個邊柱上分別繞制了一個柔性多層帶材繞組，匝數為19匝。此繞組由4層帶材結構組成：

⑴　絕緣層，厚度60um；

⑵　銅箔層，厚度70um;

⑶　介質層，厚度23um；

⑷　銅箔層，厚度18um。

繞組的總長度為1160mm。銅箔寬度為8mm。采用的介質材料為聚丙烯。采用的絕緣材料為聚酰亞胺。

圖13用網絡/頻譜分析儀測量得到集成EMI濾波器的共模插入損耗，圖14為集成EMI濾波器的差模插入損耗。在開關電源中通常共模干擾占主導。集成EMI濾波器的共模插入曲線在150kHz~30MHz范圍內具有較好的衰減性能，不過在4MHz~6MHz處有一個反向的尖峰可能對性能造成影響。

為了檢驗樣機的濾波特性，采用了一臺單相的前端變換器產品，把集成EMI濾波器嵌入其中，如圖15所示。

傳導EMI測試結果如圖16所示。基本上滿足了CISPR-22 Class A 的標準，除了文中提到到的4MHz～6MHz范圍內的性能有待提高，與圖13中的插入損耗曲線是相對應的。

樣機的溫升曲線如圖17所示（環境溫度為攝氏16℃）。在滿載工作30min條件下，集成繞組的溫度不超過32℃，遠低于介質材料的最高安全工作溫度90℃。集成EMI濾波器的效率曲線如圖18所示，在各種負載條件下效率均高于99%。

6、總結

本文提出了一種新型的集成EMI濾波器，它是基于柔性多層帶材繞組這樣一種新型的集成繞組實現的。它把所有共模電感、差模電感與共模電容集成在同一個元件中。制作了樣機并進行了實驗驗證，實驗結果表明此實現方法的有效性。

7、致謝

本文作者衷心感謝日本富士電機系統有限公司對本項目的支持。

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