混頻器常常用一個二極管橋式電路（diodebridge）或一個Gilbert單元（Gilbertcell）來實現。這兩類混頻器都使用了一個本地振蕩器（LO）來跳轉射頻（RF）輸入的極性。

當LO為正時，RF輸入被混頻轉換為中頻（IF）輸出時極性不改變。當LO為負時，RF輸入轉換為IF時極性改變。于是，通過LO“跳轉”了RF信號的極性。這種效應相當于以乘以+1或-1（損耗忽略不計）。

混頻器還可利用運算放大器來實現（圖1）。這種運放混頻器采用一種平方波LO來跳轉RF輸入的極性。U1b、D1、D2、R1和R2構成了一個反相半波整流器，用以反轉LO，并只輸出D2、R3、R4、R5和U1c形成的反相加法器的正半波。

由于R5和R4的值是R3的兩倍，經過反相半波整流的LO幅度加倍與原來的LO相加。因此，這些元件共同構成了一個眾所周知的全波整流器1。平方波LO輸入在U1c產生一個負直流輸出，其幅度等于LO的電平值。

其余的元件，連同U1c和R5一起，形成前述全波整流器的變異體。這個變異體的兩個輸入和U1a的反相輸入相加。RF和LO輸入相加，反相并半波整流。二極管D3和D4被U1b等元件構成的整流器反向，故D4只有負值輸出。

U1c作為反相加法器，對RF（通過R9）和LO（通過R11）求和并進行反相半波整流（通過R10）。由于R5、R9和R11的值是R10的兩倍，經半波整流后和值的幅度增倍，并與原來的RF和LO信號相加。由此得到的波形具有等于LO幅度的正向直流偏置。把這個結果和U1b及U1c產生的負直流電壓結合起來，即消除了兩項直流，并使波形直流偏置為零。

圖2的波形顯示，當LO為正時，IF輸出和RF信號相同，但只要LO為負，IF輸出的極性就被改變。這正符合混頻特性。

為避免失真，LO幅度必須大于RF幅度。而且，LO和RF之和的兩倍必須小于電源電壓以防限幅（clipping）。當然，可用一個簡單的10-kΩ電阻來取代并聯的R4和R11。混頻器電路可用下面的等式來總結：

IF=［RF+LO2×HALF（RF+LO）+FULL（LO）］

當LO＞0時，上式變為：

IF=-［RF+LO-2（RF+LO）+LO］=RF

當LO＜0時，為：

IF=-（RF+LO-0-LO）=-RF

這里，HALF（RF+LO）表示（RF+LO）的正半波整流，FULL（LO）表示全波整流LO，且LO的幅度比RF的幅度大。因此當LO＞0時，IF=RF；LO＜0時，IF=-RF。

這種運放混頻器可提供好幾種優勢。它在所有的三端口上都被直流耦合，對某些應用而言，這可是一大優點。橋式二極管混頻器在RF和LO端口處都具有變壓器，故只有IF是經過直流耦合的。Gilbert-cell混頻器一般通過電容進行交流耦合。

其次，橋式二極管混頻器需要LO足夠大以導通兩個二極管。運放混頻器卻沒有這種要求。LO可以很小，只要它大于RF即可。第三，運放混頻器沒有橋式二極管混頻器中的6dB損耗。

此外，運放混頻器沒有使用變壓器，因而它可能適合用硅片實現。最后，它具有高輸入阻抗和低輸出阻抗，正如大多數運放電路那樣。

這種混頻器的最大缺陷是速度很慢，只在低頻下有用。不過，快速的運算放大器和卓著的構建技術可以擴展頻率范圍。此外，需采用精密電阻器以獲得良好的結果。

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