來源：《同濟大學學報（自然科學版）》??? 作者：毛明平,吳志紅,陶生桂

開關電源由于其體積、重量和效率的優(yōu)勢正逐步取代線性電源，在各個領域獲得廣泛應用。 傳統(tǒng)的非控整流開關電源，由于輸入阻抗呈容性，網(wǎng)側輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差，輸入電流呈脈沖狀，嚴重非正弦，諧波分量很高，給電力系統(tǒng)帶來了嚴重污染，一般電網(wǎng)側功率因數(shù)僅為0. 65 左右。國際電工委員會（ IEC） 早在20 世紀90 年代初就制定了有關法規(guī)，嚴格限定設備的功率因數(shù)必須接近于1. 在當前大力倡導綠色電源的背景下，提高開關電源的功率因數(shù)也已經(jīng)成為國內(nèi)電源廠商的當務之急。

文章對APFC 技術中的準連續(xù)模式即峰值電流控制方式做了詳盡論述，采用MC33262芯片設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150 WAC/DC 變換器。 實驗結果表明該變換器能在95～255 V的寬電壓輸入范圍內(nèi)輸出穩(wěn)定的400 V 直流電壓，并使得功率因數(shù)達到0. 99 以上，總諧波畸變降低至6 %以下。

1、APFC原理和MC33262 芯片介紹

APFC 技術按照電感電流是否連續(xù)可分為斷續(xù)（DCM） 和連續(xù)（CCM） 模式2 種。 CCM 一般基于直流—直流升壓（BOOST） 變換器，尤其適合于大中功率容量。 MC33262 功率因數(shù)補償控制芯片電流控制方式是CCM 中的峰值電流控制方式。

MC33262 芯片內(nèi)部含有自起動定時器、一象限乘法器、誤差放大器、電流檢測比較器、零電流檢測器、圖騰柱驅動輸出以及過壓、欠壓等保護電路，具體內(nèi)部結構框圖見圖1 所示，圖中1～8 分別表示芯片引腳號， V ref為參考電壓。

圖1 　MC33262 芯片內(nèi)部結構圖

利用一個無感采樣電阻檢測開關管流過電流，將所得電壓信號經(jīng)過一個內(nèi)置阻容（RC） 濾波電路送入零電流比較器。 該比較器電流基準值由乘法器輸出供給。 乘法器有2 個輸入，一個是變換器輸出直流電壓（經(jīng)過分壓采樣） 與基準電壓之間的誤差信號;另一個為全波整流后輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后的值。 因此電流基準為雙半波正弦電壓，令電感電流的峰值包絡線跟蹤該輸入電壓的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦。 該閉環(huán)系統(tǒng)在保持輸入端功率因數(shù)接近1 的同時，也能保證輸出電壓的穩(wěn)定。

當輸出電壓上升時，誤差放大器輸出電壓下降，使乘法器輸出的基值電流值下降，開關管的導通時間縮短，流過電感的電流下降，從而使輸出電壓下降。 反之，使輸出電壓上升，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。 由于乘法器輸入取樣來自全橋整流的輸出，所以乘法器的輸出和全橋整流輸出電壓波形的相位相同，從而使電感電流的平均值和整流輸出電壓同相，達到功率因數(shù)補償之目的。 MC33262 片內(nèi)還帶有RS 門鎖電路，它同時受電流檢測比較器、零電流檢測比較器和過電壓比較器3 個輸出的控制，并可以確保在同一時刻芯片的脈沖寬度調(diào)制（ PWM） 信號輸出只有一種狀態(tài)的驅動信號出現(xiàn)。 MC33262 片內(nèi)還帶有欠電壓封鎖電路，當輸入電源電壓降低至內(nèi)置8 V 參考電壓時，封鎖PWM 脈沖輸出。 MC33262片內(nèi)還帶有過電壓比較器，能在輸出端一旦出現(xiàn)過電壓時禁止芯片產(chǎn)生驅動輸出。

從控制角度上講，該APFC 電路同時引入了電壓和電流反饋構成一個雙環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定，內(nèi)環(huán)實現(xiàn)輸入電流整形使之成為與電壓同相位的標準正弦波。

圖2 所示為采用MC33262 PFC控制芯片構成的有源功率因數(shù)校正電路原理性框圖。 場效應晶體管（MOSFET） 的導通受控于MC33262 芯片內(nèi)的零電流檢測器，當零電流檢測器中的電流降為零時，MOSFET 導通，此時電感開始儲能，電流增加。 這種零電流導通控制的突出優(yōu)點有：

圖2 　有源功率因數(shù)校正電路原理框圖

（1） 由于MOSFET 開始導通時刻，儲能電感中電流為零，這樣MOSFET 開關的應力和損耗大大減小，同時降低了對后級整流二極管快恢復性的要求，因此選用普通的快恢復二極管即可滿足設計要求;另一方面免除了由于二極管恢復時間過長引起的開關管損耗，也就大大增加了開關管的可靠性。

（2） 由于開關管的驅動脈沖間無死區(qū)，所以輸入電流是連續(xù)的并呈正弦波，這樣大大提高了系統(tǒng)的功率因數(shù)。

2、基于MC33262 的APFC電路結構

2. 1輸入端保護及濾波電路分析

為避免交流輸入端外界產(chǎn)生的電壓尖峰對電源造成不利影響，采用金屬氧化物壓敏電阻并接在交流輸入端對瞬態(tài)電壓進行抑制 。 同時采用負溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTC） 串聯(lián)在交流輸入端，用以增加對交流線路的阻抗， 把浪涌電流減小至安全值。 高頻開關電源產(chǎn)生的電磁干擾（ EMI） 主要以傳導干擾和近場干擾為主。 共模干擾和差模干擾是傳導干擾的2 種基本模態(tài)，EMI 濾波器是目前使用廣泛，也是有效的開關電源傳導干擾抑制方法之一。 EMI 濾波器不但要抑制差模干擾，也必須抑制共模干擾，它的基本電路可以參照圖3.

交流輸入電路與電感L 和電容C 組成的低通濾波網(wǎng)絡相連，以抑制電網(wǎng)上來的電磁干擾，同時還對本身產(chǎn)生的電磁干擾有抑制作用，以保證電網(wǎng)不受污染。 圖3 中L1 為差模扼流線圈，L2 為共模扼流線圈，把串聯(lián)電感L1 分成2 部分串入相線和中線可盡量保證2 線的阻抗平衡，防止由于阻抗不平衡引起新的干擾。 共模扼流圈由2 個線圈對稱繞制而成，其特點是對網(wǎng)側工頻電流呈現(xiàn)較低阻抗，但對流經(jīng)的高頻共模干擾而言，等效阻抗卻很高。

EMI 濾波電路中的電感器件串入電路中對工作狀態(tài)不加干涉，而對差模和共模干擾起到抑制作用，它的結構是在1 只磁芯上繞制2 個相同繞組的線圈，工作時將這2 個線圈分別串接在電源上，當工作電流接通時，磁芯中的磁動勢相互抵消，因而磁芯材料不受任何影響，不必擔心其磁飽和。 在這次研制過程中，采用頻率特性好，導磁率高的鐵氧體材料。在該研制過程中，采用電感和電容組成π型濾波器，使得輸出電壓更加平滑，交流分量更少，考慮到電感器件中經(jīng)常有較大的直流電流成分，因而電感器件的鐵芯采用具有高飽和磁通密度的鐵粉芯材料制成。

2. 2 　電路結構及工作原理

基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 變換器電路結構如圖3 所示。 圖中BD1 為整流橋，CY為干擾濾波電容，TR 為熱敏元件，ZD1 為穩(wěn)壓管，EC 為電解電容，VR 為壓敏元件， FUSE 為保險絲，1～8分別表示芯片引腳號。

圖3 所示APFC 電路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升壓電感器L4 、升壓二極管D2 、輸出濾波電容EC2 及反饋環(huán)路組成.APFC 變換器的工作原理基于升壓電感L4 的電流與電壓之間的物理關系。 在Q1 導通時，升壓二極管D2 截止，濾波電容EC1 通過負載放電。 當Q1 由導通躍變?yōu)殛P斷時，L4 產(chǎn)生的突變電勢使D2 正向偏置導通，L4 中的儲能經(jīng)D2 釋放，對EC2 充電。 由于Q1 和D2 交替導通，使整流橋輸出電流經(jīng)L4 連續(xù)流動。 這就意味著整流二極管在交流電源的半個周期內(nèi)，導通角趨于180°。 該電路采用雙環(huán)反饋控制方案。 內(nèi)環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動電壓通過R003 和R004 組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 第3 腳，以保證通過L4 的電流時刻跟蹤輸入電壓按正弦規(guī)律變化的軌跡。 通過L4 的三角形高頻電流的峰值包絡線正比于輸入交流電壓，其平均電流則呈正弦波形，這就意味著電源輸入電流也呈正弦波。 外環(huán)用作APFC 變換器輸出直流電壓的反饋控制。 直流輸出電壓通過R005 和R009組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 的第1 腳，MC33262 輸出PWM 驅動信號調(diào)節(jié)MOSFET 功率管的占空比，以使輸出電壓穩(wěn)定。

圖3 　APFC實驗電路結構圖

交流輸入電壓經(jīng)橋式整流，輸出100 Hz 的正弦半波直流脈動電壓，能夠比較真實反映交流（AC） 輸入電壓波形的全波整流電壓，經(jīng)過電阻分壓器分壓、小電容C004 濾除高頻噪聲輸入到芯片內(nèi)部的乘法器。 濾波電容EC2 兩端直流電壓通過R005 和R009分壓輸入到芯片內(nèi)部誤差放大器的反相端，并與誤差放大器同相端精密參考電壓V ref比較，產(chǎn)生一個直流（DC） 誤差電壓，作為一象限乘法器的另一路輸入。 當AC 輸入電壓從零按正弦規(guī)律變化到峰值時，乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限，迫使通過MOSFET 功率管Q1 的峰值電流跟蹤AC 輸入電壓的變化軌跡。 流過MOSFET 功率管Q1 的電流在電阻R010 上轉換為電壓信號，輸入到芯片第4 腳，經(jīng)過芯片內(nèi)置阻容（ RC） 低通濾波器， 輸入到MC33262 芯片內(nèi)電流檢測比較器的正向輸入端。 電感L4 電流的波形呈高頻鋸齒三角波，在電流值從零增長到峰值的過程中，Q1 是導通的。 乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓，只要在R011 上的傳感電壓超過電流檢測比較器的門限電壓，片內(nèi)邏輯電路動作，輸出MOSFET 功率管關斷信號。 升壓電感L4 的副邊繞組Ns 將感應電壓經(jīng)D1 整流EC1 濾波，作為MC33262 芯片啟動后的輔助電源;Ns 還用做L4 的高靈敏度的電流傳感器。 Ns 將流過L4 的電流檢測后，經(jīng)限流電阻R007 輸入到片內(nèi)零電流檢測器，只要電感電流一降至芯片所設置的“零”電平， 零電流檢測器則通過置位門鎖驅動MOSFET 導通。

升壓電感器L4 選用鐵氧體材料鐵芯和李氏漆包線繞制，原副邊線圈匝數(shù)比為60/ 6. 原邊Np 繞組的電感為580μH ，副邊Ns 是輔助電源及零電流檢測繞組。

3、實驗結果

實驗結果顯示該AC/ DC 變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓400 V 輸出，紋波峰峰值在8 V 以下，輸出額定功率達150W ，滿載下效率η= 95 % ，功率因數(shù)λ≥0. 99 ，輸入電流總諧波畸變D 《 6 %. 圖4 和圖5 所示記錄了芯片3 腳的采樣輸入電壓、交流輸入電流波形。 圖6 所示為MOSFET 上源極電阻上的采樣電壓波形，它反映了流經(jīng)MOSFET 上的電流波形，即電感儲能階段電感電流波形。 可看出由于MOSFET 開關頻率很高（將近70 kHz） ，在開關關斷過程中源極電阻上有較強的干擾電流流過，示波器記錄波形上出現(xiàn)不少尖峰毛刺。 MC33262 芯片內(nèi)已預先設置了RC濾波器對該信號做濾波處理，不過一般可在4 腳與源極電阻間考慮再增添一外部RC 濾波電路，增強抗干擾效果。

圖4 　芯片3 腳電壓采樣輸入波形

圖5 　輸入電流電阻采樣波形

圖6 　MOSFET上導通電流電阻采樣波形

4、結語

由MC33262 構成的功率因數(shù)校正電路外圍結構簡單，電路元器件少，電路的體積和成本下降，提高了系統(tǒng)的可靠性。 目前這種APFC 技術已經(jīng)在開關電源、電子鎮(zhèn)流器等諸多領域得到了應用。 該APFC 電路采用峰值電流控制方式，屬于準連續(xù)電流模式，MOSFET 開關頻率很高，這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求。 不過該系列芯片與其他采用連續(xù)模式的APFC 芯片相比有著較高的性價比，值得作進一步完善研究。

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