與分立半導(dǎo)體組件相比，現(xiàn)代運(yùn)算放大器（運(yùn)算放大器）和儀表放大器（儀表放大器）為設(shè)計(jì)人員提供了巨大的優(yōu)勢(shì)。已經(jīng)發(fā)表了許多聰明、有用和誘人的電路應(yīng)用。但很多時(shí)候，在匆忙組裝電路時(shí)，忽略了一些非常基本的問(wèn)題，導(dǎo)致電路無(wú)法按預(yù)期運(yùn)行，或者根本無(wú)法正常工作。本文將討論一些最常見(jiàn)的應(yīng)用問(wèn)題，并提出實(shí)用的解決方案。

交流耦合時(shí)缺少直流偏置電流返回路徑

最常見(jiàn)的應(yīng)用問(wèn)題之一是無(wú)法為交流耦合運(yùn)算或儀表放大器電路中的偏置電流提供直流返回路徑。在圖1中，電容與運(yùn)算放大器的同相（+）輸入串聯(lián)以對(duì)其進(jìn)行交流耦合，這是一種阻止與輸入電壓（V在).這在高增益應(yīng)用中尤其有用，因?yàn)榧词故欠糯笃鬏斎攵说男≈绷麟妷阂矔?huì)限制動(dòng)態(tài)范圍，甚至導(dǎo)致輸出飽和。但是，容性耦合到高阻抗輸入，而不為流入+輸入的電流提供直流路徑，將導(dǎo)致麻煩！

圖1.失靈的交流耦合運(yùn)算放大器電路。

實(shí)際發(fā)生的情況是，輸入偏置電流將流過(guò)耦合電容，為其充電，直到超過(guò)放大器輸入電路的共模電壓額定值或輸出被驅(qū)動(dòng)到限值。根據(jù)輸入偏置電流的極性，電容器將向上充電至正電源電壓或向下充電至負(fù)電源。偏置電壓由放大器的閉環(huán)直流增益放大。

此過(guò)程可能需要很長(zhǎng)時(shí)間。例如，具有場(chǎng)效應(yīng)晶體管 （FET） 輸入的放大器具有 1pA 偏置電流，通過(guò) 0.1μF 電容器耦合，充電速率 I/C 為 10–12/10–7= 10 μV/s，或每分鐘 600 μV。如果增益為100，則輸出將以每分鐘0.06 V的速度漂移。因此，臨時(shí)實(shí)驗(yàn)室測(cè)試（使用交流耦合示波器）可能無(wú)法檢測(cè)到此問(wèn)題，并且電路直到數(shù)小時(shí)后才會(huì)發(fā)生故障。顯然，完全避免這個(gè)問(wèn)題非常重要。

圖2.用于雙電源操作的運(yùn)算放大器輸入的交流耦合的正確方法。

圖 2 顯示了針對(duì)這個(gè)非常常見(jiàn)的問(wèn)題的簡(jiǎn)單解決方案。這里，在運(yùn)算放大器輸入和地之間連接一個(gè)電阻，為輸入偏置電流提供路徑。為了盡量減少輸入偏置電流引起的失調(diào)電壓（使用雙極性運(yùn)算放大器時(shí)，輸入偏置電流會(huì)相互跟蹤），R1通常設(shè)置為等于R2和R3的并聯(lián)組合。

但請(qǐng)注意，該電阻總是會(huì)給電路引入一些噪聲，因此需要在電路輸入阻抗、所需輸入耦合電容的大小和電阻增加的約翰遜噪聲之間進(jìn)行權(quán)衡。典型的電阻值通常在大約 100，000 歐姆到 1 莫姆的范圍內(nèi)。

類似的問(wèn)題可能會(huì)影響儀表放大器電路。圖3所示為使用兩個(gè)電容進(jìn)行交流耦合的儀表放大器電路，不提供輸入偏置電流返回路徑。這個(gè)問(wèn)題在使用雙電源（圖3a）和單電源（圖3b）的儀表放大器電路中很常見(jiàn)。

圖3.非功能流耦合儀表放大器電路示例。

變壓器耦合也可能出現(xiàn)問(wèn)題，如圖4所示，如果變壓器的次級(jí)電路中沒(méi)有提供到地的直流返回路徑。

圖4.非功能性變壓器耦合儀表放大器電路。

這些電路的簡(jiǎn)單解決方案如圖5和圖6所示。這里，一個(gè)高值電阻（R一個(gè)/ 1B） 在每個(gè)輸入和接地之間添加。這是一種簡(jiǎn)單實(shí)用的雙電源儀表放大器電路解決方案。

圖5.每個(gè)輸入和公共電源之間的高值電阻器提供必要的偏置電流返回路徑。a. 雙電源。b. 單電源。

電阻為輸入偏置電流提供放電路徑。在圖5a的雙電源示例中，兩個(gè)輸入現(xiàn)在都以地為基準(zhǔn)。在5b的單電源示例中，輸入可以參考地（V厘米接地）或偏置電壓，通常為最大輸入電壓范圍的一半。

變壓器耦合輸入（圖 6）也采用相同的原理，除非變壓器次級(jí)具有中心抽頭，該抽頭可以接地或連接到 V厘米.

在這些電路中，由于電阻和/或輸入偏置電流之間的不匹配，會(huì)產(chǎn)生很小的失調(diào)電壓誤差。為了盡量減少這種誤差，第三個(gè)電阻器，大約1/10千它們的值（但與差分源電阻相比仍然很大）可以連接在兩個(gè)儀表放大器輸入之間（從而橋接兩個(gè)電阻）。

圖6.變壓器輸入耦合到儀表放大器的正確方法

為儀表放大器、運(yùn)算放大器和ADC提供基準(zhǔn)電壓

圖7所示為單電源電路，儀表放大器驅(qū)動(dòng)單端模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。放大器基準(zhǔn)電壓源提供對(duì)應(yīng)于零差分輸入的偏置電壓，ADC基準(zhǔn)電壓源提供比例因子。在儀表放大器輸出和ADC輸入之間通常使用簡(jiǎn)單的RC低通抗混疊濾波器，以降低帶外噪聲。設(shè)計(jì)人員通常傾向于使用電阻分壓器等簡(jiǎn)單方法來(lái)提供儀表放大器和ADC基準(zhǔn)電壓。在某些儀表放大器的情況下，這可能會(huì)導(dǎo)致錯(cuò)誤。

圖7.儀表放大器驅(qū)動(dòng)典型單電源電路中的ADC。

正確提供儀表放大器基準(zhǔn)電壓

一個(gè)常見(jiàn)的假設(shè)是，儀表放大器的基準(zhǔn)輸入端處于高阻抗，因?yàn)樗禽斎攵恕Ｒ虼耍O(shè)計(jì)人員可能會(huì)傾向于將高阻抗源（如電阻分壓器）連接到儀表放大器的基準(zhǔn)引腳。這可能會(huì)給某些類型的儀表放大器帶來(lái)嚴(yán)重誤差（圖 8）。

圖8.不正確使用簡(jiǎn)單的分壓器直接驅(qū)動(dòng)3運(yùn)放儀表放大器的基準(zhǔn)引腳。

例如，流行的儀表放大器設(shè)計(jì)配置使用三個(gè)運(yùn)算放大器，如上所述連接。總信號(hào)增益為

基準(zhǔn)輸入（如果由低阻抗驅(qū)動(dòng)）的增益是單位。然而，在所示情況下，儀表放大器的基準(zhǔn)引腳直接連接到一個(gè)簡(jiǎn)單的分壓器。這破壞了減法器電路的對(duì)稱性和分壓器的分壓比。這將降低儀表放大器的共模抑制及其增益精度。但是，如果R4是可訪問(wèn)的，因此其電阻值可以減小一個(gè)等于電阻的量，回溯到分壓器的并聯(lián)支路（此處為50 kohm），則電路的行為就像一個(gè)低阻抗電壓源，等于（在本例中）電源電壓的一半被施加到R4的原始值上， 并且將保持減法器的準(zhǔn)確性。

如果儀表放大器作為封閉式單封裝（IC）提供，則不能使用此方法。另一個(gè)考慮因素是分壓器中電阻的溫度系數(shù)應(yīng)跟蹤R4和減法器中其他電阻的溫度系數(shù)。最后，該方法鎖定了使基準(zhǔn)可調(diào)的可能性。另一方面，如果試圖在分壓器中使用小電阻值以使增加的電阻可以忽略不計(jì)，這將增加電源電流消耗并增加電路的耗散。無(wú)論如何，這種“蠻力”不是一個(gè)好的設(shè)計(jì)方法。

圖9顯示了更好的解決方案，在分壓器和儀表放大器的基準(zhǔn)輸入之間使用低功耗運(yùn)算放大器緩沖器。這消除了阻抗匹配和溫度跟蹤問(wèn)題，并允許基準(zhǔn)電壓源易于調(diào)節(jié)。

圖9.從運(yùn)算放大器的低阻抗輸出驅(qū)動(dòng)儀表放大器的基準(zhǔn)引腳。

當(dāng)放大器使用分壓器從電源軌參考時(shí)保持電源抑制（PSR）

一個(gè)經(jīng)常被忽視的考慮因素是電源電壓的任何噪聲、瞬變或漂移，VS，通過(guò)基準(zhǔn)輸入饋入將直接添加到輸出中，僅由分頻比衰減。實(shí)用的解決方案包括旁路和濾波，甚至可能使用精密基準(zhǔn)電壓源IC（如ADR121）生成基準(zhǔn)電壓，而不是分接V。S.

在設(shè)計(jì)同時(shí)使用儀表放大器和運(yùn)算放大器的電路時(shí)，這一考慮因素非常重要。電源抑制技術(shù)用于將放大器與電源嗡嗡聲、噪聲和電源軌上存在的任何瞬態(tài)電壓變化隔離開(kāi)來(lái)。這一點(diǎn)很重要，因?yàn)樵S多實(shí)際電路包含、連接或存在于電源電壓不太理想的環(huán)境中。此外，電源線上的交流信號(hào)可以反饋到電路中，放大，并在適當(dāng)?shù)臈l件下激發(fā)寄生振蕩。

現(xiàn)代運(yùn)算放大器和儀表放大器均在其設(shè)計(jì)中提供大量的低頻電源抑制。這是大多數(shù)工程師認(rèn)為理所當(dāng)然的事情。許多現(xiàn)代運(yùn)算放大器和儀表放大器的PSR規(guī)格為80 dB至100 dB以上，可將電源變化的影響降低10，000至100，000倍。即使是相當(dāng)適中的40 dBPSR規(guī)格，也會(huì)將放大器的電源變化隔離100倍。然而，高頻旁路電容（如圖1至圖7所示）始終是理想的，而且通常是必不可少的。此外，當(dāng)設(shè)計(jì)人員在電源軌上使用簡(jiǎn)單的電阻分壓器和運(yùn)算放大器緩沖器為儀表放大器提供基準(zhǔn)電壓時(shí)，電源電壓的任何變化都會(huì)以很小的衰減通過(guò)該電路，并直接添加到儀表放大器的輸出電平中。因此，除非提供低通濾波，否則IC通常出色的PSR就會(huì)丟失。

在圖10中，分壓器增加了一個(gè)大電容，以濾除其輸出免受電源變化的影響并保留PSR。該濾波器的–3 dB極點(diǎn)由R1/R2和電容C1的并聯(lián)組合設(shè)置。極點(diǎn)應(yīng)設(shè)置為比最低關(guān)注頻率低約 10 倍。

圖 10.去耦基準(zhǔn)電壓源電路以保留PSR。

所示的“食譜”值提供大約 3.0 Hz 的 –03 dB 極點(diǎn)頻率。R0兩端的小電容（01.3μF）最大限度地降低了電阻噪聲。

過(guò)濾器需要一些時(shí)間才能充電。使用說(shuō)明書(shū)值，參考輸入端的上升時(shí)間為幾個(gè)時(shí)間常數(shù)（其中T = R3Cf =5 秒），或大約 10 到 15 秒。

圖11所示電路提供了進(jìn)一步的改進(jìn)。在這里，運(yùn)算放大器緩沖器作為有源濾波器工作，允許使用小得多的電容來(lái)實(shí)現(xiàn)相同數(shù)量的電源去耦。此外，有源濾波器可以設(shè)計(jì)為提供更高的Q值，從而提供更快的導(dǎo)通時(shí)間。

圖 11.作為有源濾波器連接的運(yùn)算放大器緩沖器驅(qū)動(dòng)儀表放大器的基準(zhǔn)引腳。

測(cè)試結(jié)果：顯示元件值并施加12 V電壓后，向儀表放大器提供6 V濾波基準(zhǔn)電壓。使用不同頻率的1 V p-p正弦波調(diào)制12 V電源，儀表放大器增益設(shè)置為單位。在這些條件下，隨著頻率的降低，示波器、VREF或儀表放大器輸出端看不到交流信號(hào)，直到大約8 Hz。 該電路的實(shí)測(cè)電源電壓范圍為4 V至大于25 V，低電平輸入信號(hào)施加到儀表放大器。電路導(dǎo)通時(shí)間約為 2 秒。

去耦單電源運(yùn)算放大器電路

最后，單電源運(yùn)算放大器電路需要對(duì)輸入共模電平進(jìn)行偏置，以處理交流信號(hào)的正負(fù)擺幅。當(dāng)使用分壓器從電源軌提供此偏置時(shí)，需要足夠的去耦以保持PSR。

一種常見(jiàn)且不正確的做法是使用 100 kohm/100 kohm 電阻分壓器和 0.1 μF 旁路電容為 V 供電S/2運(yùn)算放大器的同相引腳。使用這些值，電源去耦通常是不夠的，因?yàn)闃O點(diǎn)頻率僅為32 Hz。 電路不穩(wěn)定經(jīng)常發(fā)生，特別是在驅(qū)動(dòng)感性負(fù)載時(shí)。

圖12（同相）和圖13（反相）顯示了實(shí)現(xiàn)V的電路S/2解耦偏置以獲得最佳結(jié)果。在這兩種情況下，在同相輸入端提供偏置，反饋導(dǎo)致反相輸入假設(shè)相同的偏置，單位直流增益也將輸出偏置到相同的電壓。耦合電容C1將低頻增益從BW3向下滾向單位。

圖 12.單電源同相放大器電路，顯示正確的電源去耦。中頻增益 = 1 + R2/R1。

如圖所示，使用 100 kohm/100 kohm 分壓器時(shí)，一個(gè)好的經(jīng)驗(yàn)法則是使用 C2 值至少為 10 μF，以實(shí)現(xiàn) 0.3 Hz –3 dB 滾降。100 μF（0.03 Hz極點(diǎn)）的值應(yīng)該足以滿足幾乎所有電路的需求。

圖 13.單電源反相放大器電路的正確去耦。中頻增益 = –R2/R1。

審核編輯：郭婷