目前，用來量化ADC動態(tài)性能的六個技術(shù)指標(biāo)分別為SINAD（信號與噪聲失真比），ENOB（有效位數(shù)），SNR（信噪比），THD（總諧波失真），THD+N（總諧波失真+噪聲），和SFDR（無雜散動態(tài)范圍）。 針對上述六個技術(shù)指標(biāo)，盡管大多數(shù)的ADC制造商采用相同的定義，但是仍有例外。通過這些技術(shù)指標(biāo)能夠比較不同ADC的性能，重要的是，不僅僅要準(zhǔn)確地理解指標(biāo)的定義，還要了解指標(biāo)之間的關(guān)系。 量化ADC失真和噪聲的方法有很多，這些方法都是利用基于FFT分析的測試裝置，如圖1所示。

圖1 對ADC的輸出信號進(jìn)行FFT分析的測試裝置 在頻域范圍內(nèi)，F(xiàn)FT的頻譜輸出是M/2個點（M是FFT的大小，即存儲在緩存中的樣本數(shù)量）。各點之間的間隔為fs/M，整個頻率覆蓋范圍為dc至fs/2，其中fs為采樣率。利用Analog Devices 公司的ADIsimADC程序?qū)硐氲?2位ADC進(jìn)行FFT分析后，其FFT輸出如圖2所示。 請注意，F(xiàn)FT的理論本底噪聲等于理論信噪比加上FFT的過程增益，10*log(M/2)。重要的是要記住，在計算SNR時使用的噪聲值是遍布整個Nyquist帶寬的（dc至fs/2），但是FFT是作為一個窄帶頻譜分析儀對整個頻譜進(jìn)行掃描，其掃描帶寬為fs/M。這樣能夠減少噪聲，減少的量等于過程增益，縮小帶寬的模擬頻譜分析儀也能產(chǎn)生相同的效果。 圖2中FFT的數(shù)據(jù)表示的是5個獨立的FFT的平均值。請注意，對若干個FFT的數(shù)據(jù)進(jìn)行平均并不會影響本底噪聲的平均值，其只是用來“平滑”每個頻率窗口中隨機(jī)變化的振幅。

圖2 理想的12位ADC的FFT輸出，輸入2.111MHz，fs=82MSPS，5個獨立的FFT的平均值，M=8192 與模擬頻譜分析儀一樣，F(xiàn)FT的輸出數(shù)據(jù)能夠用來測量數(shù)字信號各種諧波和噪聲分量的幅值。輸入信號的諧波可以通過其在頻譜中的位置與其他失真產(chǎn)物區(qū)別開來。一個7MHz的輸入信號，采樣頻率為20MSPS，其前九階諧波產(chǎn)生的位置如圖3所示。通常在數(shù)據(jù)手冊中要指明二次和三次諧波，因為它們往往是最大的，然而某些數(shù)據(jù)手冊可能只給出最差的諧波值。 ?

總諧波失真（THD）

諧波失真通常以dBc（相對于載波的分貝值）為單位，盡管在音頻應(yīng)用中其可能表示為百分比。它是信號的有效值與有關(guān)諧波的均方根的比值。諧波失真通常是以接近滿量程的輸入信號進(jìn)行測量（通常會比滿功率低0.5~1dB，避免削波），雖然它能在任何電平下進(jìn)行測量。對于遠(yuǎn)低于滿功率的輸入信號，由于轉(zhuǎn)換器的差分非線性（DNL）將產(chǎn)生其它失真產(chǎn)物，而不是直接諧波，可能限制轉(zhuǎn)換器的性能。

圖3 輸入信號7MHz，采樣頻率20MSPS情況下，失真產(chǎn)物的位置 總諧波失真（THD）是基波信號的有效值與其諧波信號和的平方根的平均值的比值（通常，只有前5階諧波是顯著的）。ADC的THD通常也是以接近滿量程的輸入信號進(jìn)行，雖然它能在任何電平下進(jìn)行測量。 總諧波失真+噪聲（THD+N）是基波信號的有效值與其諧波信號和的平方根的平均值加上所有噪聲分量（包括dc分量）的比值。其中，必須指定被測量噪聲的帶寬。對于FFT，其帶寬為dc至fs/2（如果測量帶寬是dc至fs/2（Nyquist帶寬），那么THD+N與SINAD相等，詳見下文）。但是，需要注意的是，在音頻應(yīng)用中測量帶寬不一定是Nyquist帶寬。 ?

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）是輸入信號的有效值與頻譜中最差雜散信號的有效值的比值。最差的雜散信號有可能是原始信號的諧波。在通信系統(tǒng)中，SFDR是一個十分重要的指標(biāo)，因為它代表了能從一個較大的干擾信號（阻塞器）中區(qū)分出的最小信號。SFDR可以相對于全量程（dBFS），或者相對于實際的信號振幅（dBc）進(jìn)行說明。圖4形象地表示了SFDR的定義。

圖4 無雜散動態(tài)范圍（SFDR） Analog Devices公司的ADIsimADC ADC建模程序能夠在不同的工作頻率、電平和采樣率下，對各種高性能的ADC進(jìn)行評估。這些模型能夠準(zhǔn)確地反映器件的實際性能，圖5顯示了AD9444，采樣率為80MSPS的14位ADC的典型FFT輸出。 注意到，其輸入頻率為95.111MHz，經(jīng)過采樣后，其信號頻率失真回到15.111MHz。同時，圖5也顯示了前5階諧波產(chǎn)生的位置。在這種情況下，所有的諧波都是失真的。同時，在左側(cè)的數(shù)據(jù)欄中，該程序計算并列出了重要的性能指標(biāo)。

圖5 AD9444，采樣率為80MSPS的14位ADC，fin=95.111MHz，fs=80MSPS，5個獨立的FFT的平均值 ?

SINAD，SNR，ENOB

? ?SINAD和SNR值得特別關(guān)注，因為不同的ADC制造商對兩者的確切含義仍有一定的差異。信號與噪聲失真比（SINAD，或者S/(N+D)）是信號振幅的均方根與所有其他頻譜分量的和的平方根的平均值的比值。其他頻譜分量包括諧波，但是不包括dc分量。 SINAD能夠很好地反映一個ADC的整體動態(tài)性能，因為它包括構(gòu)成噪聲和失真的所有分量。SINAD通常是根據(jù)輸入信號不同的振幅和頻率繪制的。當(dāng)給定輸入信號的振幅和頻率時，SINAD等于THD+N，前提是兩者測量噪聲的帶寬是相同的，均為Nyquist帶寬。AD9226，采樣率為65MSPS的12位ADC的典型圖如圖6所示。

圖6 AD9226，采樣率為65MSPS的12位ADC的SINAD和ENOB曲線圖，適用于各種全量程（范圍）的輸入 SINAD曲線圖表明，由于高頻率失真，ADC的交流性能隨之下降，一般繪制遠(yuǎn)高于Nyquist頻率的曲線圖，從而可以評估器件在欠采樣應(yīng)用時的性能。像這樣的SINAD曲線圖對于評估ADC的動態(tài)性能十分有用。利用理想的N位ADC的理論SNR與有效位數(shù)（ENOB）的關(guān)系：

? 修正系數(shù)本質(zhì)上是將ENOB的值相對于滿功率的信號進(jìn)行“歸一化”，而不考慮實際信號的振幅。 信噪比（SNR，有時也稱作無諧波的信噪比）也能通過FFT數(shù)據(jù)進(jìn)行計算，與SINAD一樣，只是在計算過程中不考慮信號諧波，只考慮信號噪聲。實際上，只需將前5階諧波排除在外，因為它們占諧波的主要部分。當(dāng)輸入信號的頻率較高時，信噪比曲線會下降，但是一般不會像SINAD曲線一樣下降得那么快，因為在計算的過程中不包含信號諧波。 某些ADC數(shù)據(jù)表籠統(tǒng)的將SINAD稱作SNR，因此，當(dāng)你使用這些參數(shù)時必須特別注意，應(yīng)當(dāng)準(zhǔn)確理解制造商所表達(dá)的含義。 ?

SINAD，SNR，和THD間的關(guān)系

SINAD，SNR，和THD之間存在相應(yīng)的數(shù)學(xué)關(guān)系（假定，在所有的測量中，輸入信號具有相同振幅和頻率）。在接下來的方程中，SNR，THD，和SINAD的單位都是dB，并通過實際的數(shù)學(xué)比率S/N，S/D，和S/(N+D)計算得出，如下所示：

審核編輯：黃飛

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