移相全橋零電壓PWM軟開關電路

文中介紹了移相全橋零電壓PWM軟開關電路組成及工作原理,并從時域上詳細分析了軟開關的工作過程,闡述了超前臂和滯后臂的諧振過程,最后給出了PWM款開關電路占空比丟失的原因和電路的能量轉換方式。

??? 關鍵詞：移相 軟開關 諧振技術

通信開關電源現在正在朝著大功率、小體積、高效率的趨勢發展,目前這一領域的研究熱點是采用新的軟開關電路來降低開關損耗和提高開關頻率。近幾年來,我國通信開關電源先后經歷了PWM硬開關變換器,諧振變換器,零電壓準諧振變換器和全橋零電壓PWM軟開關變換器四個階段。

1 軟開關電路

軟開關可分為零電流開關（ZCS）、零電壓開關（ZVS）和零電壓零電流開關（ZV-ZCS）等三種開關形式,又有軟開通和軟關斷兩種。普通PWM變換器以改變驅動信號的脈沖寬度來調節輸出電壓,且在功率開關管開關期間存在很大損耗,因此,這種硬開關電源的尖峰干擾大,可靠性差,效率低。而移相控制全橋軟開關電源則是通過改變兩臂對角線上下管驅動電壓移相角的大小來調節輸出電壓,這種方式是讓超前臂管柵壓領先于滯后臂管柵壓一個相位,并在IC控制端對同一橋臂的兩個反相驅動電壓設置不同的死區時間,同時巧妙地利用變壓器漏感和功率管的結電容和寄生電容來完成諧振過程以實現零電壓開通,從而錯開了功率器件電流與電壓同時處于較高值的硬開關狀態,并有效克服了感性關斷電壓尖峰和容性開通時管溫過高的缺點,減少了開關損耗與干擾。

這種軟開關電路的特點如下：

（1）移相全橋軟開關電路可以降低開關損耗,提高電路效率。

（2）由于降低了開通過的du/dt,消除了寄生振蕩,從而降低了電源輸出的紋波,有利于噪聲濾波電路的簡化。

（3）當負載較小時,由于諧振能量不足而不能實現零電壓開關,因此效率將明顯下降。

（4）該軟開關電路存在占空比丟失現象,重載時更加嚴重,為了能達到所要求的最大輸出功率,則必須適當降低變化,而這將導致初級電流的增加并加重開關器件的負擔。

（5）由于諧振電感與輸出整流二極管結電容形成振蕩,因此,整流二極管需要承受較高的峰值電壓。

2 工作原理

移相全橋零電壓PWM軟開關的實際電路如圖1所示。它由4只開關功率管S1、S2、S3、S4(MOSFET或IGBT)、4只反向并接的高速開關二極管D1、D2、D3、D4以及4只并聯電容C1、C2、C3、C4（包括開關功率管輸出結電容和外接吸收電容）組成,與硬開關PWM電路相比該電路僅多了一個代表變壓器的漏感與獨立電感之和的諧振電感Lr。零電壓開關的實質,就是在利用諧振過程中對并聯電容的充放電來讓某一橋臂電壓UA或UB快速升到電源電壓或者降到零值,從而使同一橋臂即將開通的并接二極管導通,并把該管的端電壓箝在0,為ZVS創造條件。電路中的4個開關功率管的開關控制波形如圖2所示。

該波形在一個周期內被按時域分成了8個區間,每個區間代表電路工作的一個過程。除死區時間外,電路中總有兩個開關同時導通;共有四種組態：S1和S4、S1和S3、S2和S3、S2和S4,周而復始。由圖2可知,當S1和S4、S2和S3組合時,即T0-T1、T4-T5時間段為工作電路輸出功率狀態,而在S1和S3、S2和S4組合時,即T2-T3、T6-T7時間段為電路續流狀態;T3-T4、T7-T8時間段內為從續流狀態向輸出功率轉換的諧振過程;T1-T2、T5-T4時間段內為從輸出功率狀態向續流狀態轉換的諧振過程,后四個區間稱為死區,諧振過程都發生在死區里,死區時間由控制器來設置。

下面具體分析各個區間的工作原理。

2.1 輸出功率狀態1（T0-T1）

假如初始狀態為T0-T1區間,那么,此刻的功率開關管S1、S4都處于導通狀態,A、B兩點間的電壓為U,初級電流從初始Ip點線性上升,變壓器次級感應的電壓將使DR2導通,DR1截止,輸出電流經DR2流向輸出電感,并在電容儲能后給負載提供電流,到達T1時刻時,輸出功率狀態1過程結束。

2.2 超前臂諧振過程1（T1-T2）

當T1時刻到來時,開關管S4由導通變為截止,存儲在電感的能量對C4進行充電,同時C3放電以使B點的電壓漸漸升高,當C4的電壓充到U時,D3導通,開關功率S3的源漏電壓為0,從而為開關功率管S3零電壓的開通準備了條件。因為次級輸出電感參與諧振,等效電感為k2L,所以電感儲能充足,很容易使B點達以U值,故超前臂容易實現零電壓開通。

在這一過程中參與諧振的電容量為C3和C4的并聯,電感量為Lr與次級感應的串聯電感量。即：

C=C3+C4,L=Lr+k2L

超前臂諧振過程的微分方程如下：

LC（d2Uc/dt2）+Uc=kU0

其中初始狀態的Uc(0)=U,iLr(0)=I0/k。

2.3 續流狀態1（T2-T3）

由于開關功率管S1、S3都導通,此時A點與B點的電位皆為U,變壓器初始處于短路狀態而不輸出功率。從T2時刻起,輸出電感L兩段端的電壓極性變反,輸出電感由儲能狀態變為放能狀態,負載由輸出電感和輸出電容提供電流,相應的變壓器的初級電流仍按原方向流動,進入續流狀態后,電流略有下降。變壓器初始電流通過開關功率管和二極管使開關功率管的損耗得以減小。

2.4 滯后臂諧振過程1（T3-T4）

當T3時刻到來時,開關管S1由導通變為截止,儲能電感對C1開始充電,同時,電容C2開始放電使A點的電壓逐漸下降,直到C2的電壓為0使D2導通。從而為開關功率管S2的零電壓導通準備了條件。在這一過程中,參與諧振的電容量為C1和C2的并聯,電感僅為Lr,即C=C1+C2,L=Lr

滯后臂諧振過程的微分方程為：

LC（d2Uc/dt2）+Uc=0

其中初始狀態時的Uc(0)=0,iLr(0)=I0/k。

在這一過程中,由于只有Lr參與諧振,而諧振開始時如果Lr的電流Ilr較小,Lr儲能不夠,那么電容C的諧振電壓Uc的峰值就有可能達不到U,這樣二極管將不能導通,其對應的開關就不能實現零電壓開通。為了使電容的諧振電壓峰值能夠達到U,電感的儲能必須足夠高,因此在諧振開始時,電感Lr的電流Ilr必須滿足：

1/2（Li2Lr）=1/2(CU2)

這一等式就是設計諧振電感Lr的依據。

2.5 輸出功率狀態2（T4-T5）

此過程時,開關功率管S2、S3導通,變壓器初始電流從B流向A,AB兩點電壓為-U,變壓器次級感應電壓使DR1處于導通狀態,并通過DR1為輸出電感、電容儲能。

2.6 超前臂諧振狀態2（T5-T6）

此過程中,開關功率管S3由導通變為截止,電容C3開始充電,電容C4開始放電,B點電壓逐漸下降到0,為開關功率管S4的零電壓開通準備條件。

2.7 續流狀態2（T6-T7）

此時,A、B兩端電壓為0,初級電流按原方向流動,電流強度逐漸減小,變壓器次級的DR2仍處于導通狀態,以維持電感給負載所提供的電流。

2.8 滯后臂諧過程2(T7-T8)

在T7時刻,開關功率管S2從導通變為截止,電容C2開始充電,而電容C1開始放電使A點的電壓逐漸上升到U,從而二極管D1導通,為開關功率管S1的零電壓開通準備了條件。至此,一個周期結束。

3 電路分析

3.1 兩個諧振過程的比較

在輸出功率狀態向續流狀態轉換的諧振過程中,由于其電感大（L=Lr+k2L）,儲能多,因此負載電流在很小時便可以使電容電壓諧振到零,因此,相位超前的兩個橋臂開關S3、S4很容易實現零電壓開通。

而在續流狀態向輸出功率狀態轉換的諧振過程中,其電感較小,只有Lr參與諧振。所以儲能小,負載電流零達到一定值才可以使電容電壓諧振到U,因此,相位滯后的兩個橋臂S1、S2不太容易實現零電壓開通。

為了使后者容易實現零電壓開通,在設計開關功率管控制信號時,應使滯后臂的死區時間大于超前臂的死區時間,并使C1、C2的值小于C3、C4.

3.2 占空比丟失現象

移相全橋零電壓PWM軟開關電路有一個特殊現象就是占空比的丟失。它總是發生在續流狀態向輸出功率狀態轉換結束時。在T4時刻,開關功率管S2剛開通,諧振電感Lr的電流剛剛衰減到零或尚未衰減到零,變壓器初級處于續流狀態,其兩端的電壓為零,諧振電感Lr承受的電壓為U,其電流反向逐漸增大,只有當其電流增大到I0/k時,變壓器才退出續流狀態,兩端的電壓才升到U,電感Lr中的電流才不再增大。這樣,從S2開通到變壓器退出續流狀態,變壓器并不輸出電壓,這一段時間即為丟失的占空比,其占空比為：

ΔD=2LrI0/（kUT）

從式中可以看出,諧振電感Lr越大,負載電流I0越大,占空比丟失也越嚴重。占空比丟失現象將直接導致開關功率管的損耗增大,故必須采取措施加以克服,目前通常采用減小變比來實現。

3.3 能量轉換

該移相全橋零電壓PWM軟開關電路在主變壓器（原邊）初級串聯附加了諧振電感,從而促進了電路中滯后臂實現ZVS。因同一橋臂的兩只并聯電容在開關轉換時的充放電能量將達到Wc=1/2（CU2）,即一充一放的電容儲能變化達CU2,這么大的電場能量需用電感中的磁能來轉換。為了順利完成并聯電容的充放電,使并接二極管導通箝位。電路中設計了足夠大的電感來幫助電容器中電荷實現轉變,電路中的Lr、L的作用就在于此。

4 結束語

??? 同普通全橋相比,移相全橋軟開關電路具有開關損耗低,電路效率高的優點,但也存在缺點,如何在保留其優點的基礎上改進它的缺點還需要進一步研究。