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　　圖 3 計算補償誤差影響的示例電路

　　如果每個 LDO 的輸出電壓均恰好各是 +15V 和 –15V，則共模輸入電壓剛好為 0V。就本例而言，如果零伏在其輸入上，則我們自 ADC 讀取零計數。那么，電源大小相等而在運算放大器輸入上沒有信號的情況下，您會從 ADC 讀取零計數。

　　然而，假設正電壓 LDO 輸出增加 3%，仍然沒有超出 LDO 規范。使用 15V 輸出時，這 3% 的變化等同于電源電壓從 450mV 上升到 15.45V。根據數據表，運算放大器的典型 PSRR 為 97dB。

　　方程式 2 現在可用于計算運算放大器輸入的失調電壓。在運算放大器輸入有一個額外的 3.178μV 失調電壓。由于運算放大器被配置為一個單位增益緩沖器，因此該 3.178μV 也存在于輸出，并施加于ADC。ADC 的滿量程輸入范圍為 ±2.5V，因此每個 ADC 位相當于 298nV。

　　使用電源產生的補償電壓，ADC 現在讀取 11 個計數，而非零計數。電源在讀取 ADC 計數中引入了一個 DC 補償誤差。該誤差會因 LDO 輸出電壓而不同，而 LDO 輸出電壓又隨時間、溫度、負載電流和輸入電壓而變化。這便使得這種誤差難以通過校準去除掉，也讓 ADC 的低四位變得不確定。

　　提高 LDO 追蹤和精度(或者漂移)性能的一種簡單方法是將圖 2 所示電路修改為圖 4 所示電路。附加放大器 U1 和四個電阻需要針對 2 增益進行配置。額定值條件下，R3 和 R4 之間的節點應為零伏。因此，R1 的值必須等于 R2，而 R3 的值必須等于 R4。

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　　圖 4 添加追蹤的電路。

　　圖 2 中，每個 LDO 的反饋網絡都連接至接地。圖 4 中，反饋電阻連接至接地，且由 U1 的輸出驅動。現在，如果任何電源改變其輸出電壓，則差異出現在 U1 的非反相輸入上，并被增益至原來的 2 倍。由于 U1 的輸出同時驅動兩個 LDO 反饋網絡，因此同時對兩個 LDO 實施校正以強制其輸出大小相等。

　　必須注意圖 4 所示電路。U1 的輸出可驅動至接近或者等于為 U1 供電電源軌的電壓。如果使用輸入源的 ±18V 為 U1 供電，則輸出可驅動至高達 18V 的電壓。該 18V 輸出應用于 LDO 的反饋引腳，其可能超出其絕對最大電壓額定值。我們可以添加鉗位二極管，在 LDO 的高動態負載環境下、短路條件下或者上電期間保護 LDO 反饋引腳。

　　圖 5 顯示的是加裝追蹤電路和保護二極管的 LDO 示意圖。為了讓示意圖更易于理解，U3 的每個電源軌的 10 μF 旁路電容器都已脫去不用。

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　　圖 5 帶電壓保護的 LDO 追蹤電路

　　圖 5 所示電路使用一個如 TPS7A3001 等可調節、負輸出電壓 LDO 線性穩壓器，以及如 TPS7A4901 等可調節、正輸出電壓 LDO。U3、R7-R10 和 C3 均為增加的組件，用于追蹤。R1、R2、D1-D5 均為增加組件，用于將反饋引腳的電壓控制在其各自產品說明書額定的絕對最大電壓范圍內。

　　所有其他組件一般都是為了支持 LDO，例如：輸入和輸出電容以及反饋電阻。所示 LDO 可支持 ±36V 范圍的輸入電壓，但由于 TLE2141 運算放大器的建議電壓極限，該電路的輸入電壓降低至 ±22V。可以選擇更高電壓的運算放大器，以覆蓋 LDO 完整的 ±36V 輸入范圍。

　　在兩種 LDO 反饋控制方案中，追蹤電路都形成了一個附加電壓環路。所增加的運算放大器 U3 的帶寬需要由 C3 降低，以維持系統穩定性。U3 帶寬需要至少為最低 LDO 電壓環路的 1/10。這就意味著 U3 一般只會有幾千赫茲的帶寬。因此，它將不會加到系統的高頻 PSRR。LDO 的 PSRR 主要決定系統的高頻 PSRR。

　　總結

　　添加一些附加組件來為運算放大器構建一個追蹤電源可以減少輸入補償電壓的多少，可以建立正確序列來減少鎖閉問題的發生，還可以提高用于運算放大器 DC 偏置電源的線性穩壓器的整體電壓精度。