電壓分辨率 能夠接受的最小電壓分辨率可根據能夠檢測到的最小壓力變化所對應的VOUT得到。極端情況為使用最低靈敏度的傳感器，在最高溫度和最低供電電壓下進行測量。注意，式1中的偏移項不影響分辨率，因為分辨率僅與壓力響應有關。

使用式1以及上述假設：?

ΔVOUT?min = 4.75V (0.05psi/count 150μV/V/psi × (1+ (-2500ppm/°C) × (85°C -25°C)) ≈ 30.3μV/count

所以:?最低ADC分辨率 = 30μV/count?

輸入范圍

輸入范圍取決于最大輸入電壓和最小或者最負的輸入電壓。根據式1，產生最大VOUT的條件是：最大壓力(100psi)、最低溫度(-40°C)、最大電源電壓(5.25V)和3mV/V的偏移、-15μV/V/°C的偏移溫度系數、-2500ppm/°C的TCS、以及最高靈敏度的芯片(300μV/V/psi)。最負信號一般都在無壓力(P＝0)、電源電壓為5.25V、-3mV/V的偏移、-40°C的溫度以及OTC等于+15μV/V/°C的情況下出現。

再次使用公式1以及上述假設：

VOUT?max = 5.25V × (100psi · 300μV/V/psi × (1+ (-2500ppm/°C) ×?(-40°C?- 25°C)) + 3mV/V + (-0.015mV/V/°C) × (-40°C - 25°C)) - 204mV

VOUT?min = 5.25 × (-3mV/V + (0.015mV/V/°C × (-40°C - 25°C))) - -21mV

因此：ADC的輸入范圍 = -21mV到+204mV

分辨位數

適用于本應用的ADC應具有-21mV到+204mV 的輸入范圍和30μV/count的電壓分辨率。該ADC的編碼總數為(204mV + 21mV)/(30μV/count) = 7500 counts，或稍低于13位的動態范圍。如果傳感器的輸出范圍與ADC的輸入范圍完全匹配，那么一個13位的轉換器就可以滿足需要。由于-21mV到+204mV的量程與通常的ADC輸入范圍都不匹配，因此需要或者對輸入信號進行電平移動和放大，或者選用更高分辨率的ADC。幸運的是，現代的Σ-Δ轉換器的分辨率高，具有雙極性輸入和內部放大器，使高分辨率ADC的使用變為現實。這些Σ-Δ ADC提供了一個更為經濟的方案，而不需要增加其它元器件。這不僅減小了電路板尺寸，還避免了放大和電平移位電路所引入的漂移誤差。

工作于5V電源的典型Σ-Δ轉換器，采用2.5V參考電壓，具有±2.5V的輸入電壓范圍。為了滿足我們對于壓力傳感器分辨率的要求，這種ADC的動態范圍應當是：(2.5V - (- 2.5V))/(30μV/count) = 166,667 counts。這相當于17.35位，很多ADC都能滿足該要求，例如18位的MAX1400。如果選用SAR ADC，則是相當昂貴的，因為這是將18位轉換器用于13位應用，且只產生11位的結果。然而，選用18位(17位加上符號位)的Σ-Δ轉換器更為現實，盡管三個最高位其實并沒有使用。除了廉價外，Σ-Δ轉換器還具有高輸入阻抗和很好的噪聲抑制特性。

18位ADC可以使用帶內部放大器的更低分辨率的轉換器來代替，例如16位的MAX1416。8倍的增益相當于將ADC轉換結果向高位移了3位。從而利用了全部的轉換位并將轉換需求減少到15位。是選用無增益的高分辨率轉換器，還是有增益的低分辨率轉換器，這要看在具體使用的增益和轉換速率下的噪聲規格。Σ-Δ轉換器的有效分辨率通常受到噪聲的限制。

溫度測量

如果測量溫度僅僅是為了對壓力傳感器進行補償，那么，溫度測量不要求十分準確，只要測量結果與溫度的對應關系具有足夠的可重復性即可。這樣將會有更大的靈活性和較松的設計要求。有三個基本的設計要求：避免自加熱、具有足夠的溫度分辨率、保證在ADC的測量范圍之內。

使最大Vt電壓接近于最大壓力信號有利于采用相同的ADC和內部增益來測量溫度和壓力。本例中的最大輸入電壓為+204mV。考慮到電阻的誤差，最高溫度信號電壓可保守地選擇為+180mV。將Rt上的電壓限制到+180mV也有利于避免Rt的自加熱問題。一旦最大電壓選定，根據在85°C (Rt = 132.8Ω)，VB?= 5.25V的條件下產生該最大電壓可以計算得到R1。R1的值可通過式3進行計算，式中的Vtmax是RT上所允許的最大壓降。溫度分辨率等于ADC的電壓分辨率除以Vt的溫度敏感度。式4給出了溫度分辨率的計算方法。(注意：本例采用的是計算出的最小電壓分辨率，是一種較為保守的設計。你也可以使用實際的ADC無噪聲分辨。)

R1 = Rt × (VB/Vtmax - 1)	(式3)
R1 = 132.8Ω × (5.25V/0.18V - 1) ≈ 3.7kΩ	?
TRES?= VRES?× (R1 + Rt)2/(VB?× R1 × ΔRt/°C)	(式4)

這里，TRES是ADC所能分辨的攝氏溫度測量分辨率。

TRES?= 30μV/count × (3700Ω + 132.8Ω)2/(4.75V Ω 3700Ω × 0.38Ω/°C) ≈ 0.07°C/count

0.07°C的溫度分辨率足以滿足大多數應用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下幾個選擇：使用一個更高分辨率的ADC；將RTD換成熱敏電阻；或將RTD用于電橋，以便在ADC中能夠使用更高的增益。

注意，要得到有用的溫度結果，軟件必須對供電電壓的變化進行補償。另外一種代替方法是將R1連接到VREF，而不是VB。這樣可使Vt不依賴于VB，但也增加了參考電壓的負載。

優化的電壓驅動

硅應變計和ADC的一些特性允許圖1電路進一步簡化。從式1可以看出，電橋輸出與供電電壓(VB)直接成正比。具有這種特性的傳感器稱為比例傳感器。式5為適用于所有具有溫度相關誤差的比例傳感器的通用表達式。在式1中，將VB右邊的所有部分用通用表達式f(p,t)代替便是式5。這里，p是被測物理量的強度，而t則為溫度。

VOUT?= VB?× ?(p,t)

(式5)

ADC也具有比例屬性，它的輸出與輸入電壓和參考電壓的比直接成比例。式6描述了一般的ADC的數據讀取值(D)與輸入信號(Vs)、參考電壓(VREF)、滿量程讀數(FS)、以及比例因子(K)之間的關系。該比例因子與具體的轉換器架構以及內部放大倍數有關。

D = (Vs/VREF)FS × K

(式6)

將式6中的Vs用式5中的VOUT表達式代換，ADC對于性能的影響就會顯現出來。結果見式7：

D = (VB/VREF) × ?(p,t) × FS × K

(式7)

由式7可見，對于測量結果而言，更為重要的是VB和VREF的比值，而非它們的絕對值。因此，圖1電路中的電壓基準源可以不用。ADC的參考電壓可以取自一個簡單的電阻分壓器，只要保持恒定的VB/VREF之比即可。這一改進不僅省去了電壓基準，也免去了對VB的測量，以及補償VB變化所需的所有軟件。這種技術適用于所有比例傳感器。RT和R1串聯構成的溫度傳感器也是比例型的，因此，溫度檢測也不需要電壓基準。該電路如圖2所示。


圖2. 比例測量電路示例。壓力傳感器的輸出、RTD電壓、以及ADC參考電壓均與供電電壓直接成正比。該電路無需絕對電壓基準，同時簡化了確定實際壓力時所必需的計算。?