圖 1 顯示了一個采用鋰離子電池供電的典型低功耗系統(tǒng)。電池的可用輸出范圍是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V電壓。為將電池電壓降至較低的直流電壓，一種簡單的方法是運用低壓差調節(jié)器(LDO)。不過，當VIN遠高于 VOUT時，未輸送到負載的功率會以熱量形式損失，導致LDO 效率低下。一種常見的替代方案是采用開關轉換器，它將能量交替存儲在電感的磁場中，然后以不同的電壓釋放給負載。這種方案的損耗較低，是一種更好的選擇，可實現(xiàn)高效率運行。本文介紹降壓型轉換器，它提供較低的輸出電壓。升壓型轉換器將另文介紹，它提供較高的輸出電壓。內(nèi)置 FET作為開關的開關轉換器稱為開關調節(jié)器，需要外部FET的開關轉換器則稱為開關控制器。多數(shù)低功耗系統(tǒng)同時運用 LDO和開關轉換器來實現(xiàn)成本和性能目標。

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圖 1. 典型低功耗便攜式系統(tǒng)

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降壓調節(jié)器包括 2 個開關、2 個電容和 1 個電感，如圖 2 所示。非交疊開關驅動機制確保任一時間只有一個開關導通，避免發(fā)生不良的電流“直通”現(xiàn)象。在第 1 階段，開關B斷開，開關A閉合。電感連接到VIN，因此電流從VIN流到負載。由于電感兩端為正電壓，因此電流增大。在第 2 階段，開關A斷開，開關B閉合。電感連接到地，因此電流從地流到負載。由于電感兩端為負電壓，因此電流減小，電感中存儲的能量釋放到負載中。

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圖 2. 降壓轉換器拓撲結構和工作波形

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注意，開關調節(jié)器既可以連續(xù)工作，也可以斷續(xù)工作。連續(xù)導通以連續(xù)導通模式(CCM)工作時，電感電流不會降至 0；以斷續(xù)導通模式(DCM)工作時，電感電流可以降至 0。低功耗降壓轉換器很少在斷續(xù)導通模式下工作。設計的,電流紋波（如圖 2中的ΔI 所示）通常為標稱負載電流的 20%到 50%。

在圖 3 中，開關 A 和開關 B 分別利用 PFET 和 NFET 開關實現(xiàn)，構成一個同步降壓調節(jié)器。“同步”一詞表示將一個 FET 用作低端開關。用肖特基二極管代替低端開關的降壓調節(jié)器稱為“異步”（或非同步）型。處理低功率時，同步降壓調節(jié)器更有效，因為 FET 的壓降低于肖特基二極管。然而，當電感電流達到 0 時，如果底部 FET 未釋放，同步轉換器的輕載效率會降低，而且額外的控制電路會提高 IC 的復雜性和成本。

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圖 3. 降壓調節(jié)器集成振蕩器、PWM控制環(huán)路和開關 FET

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目前的低功耗同步降壓調節(jié)器以脈寬調制(PWM)為主要工作模式。PWM保持頻率不變，通過改變脈沖寬度(tON)來調整輸出電壓。輸送的平均功率與占空比D成正比，因此這是一種向負載提高功率的有效方式。

FET 開關由脈寬控制器控制，后者響應負載變化，利用控制環(huán)路中的電壓或電流反饋來調節(jié)輸出電壓。低功耗降壓轉換器的工作頻率范圍一般是 1 MHz 到 6 MHz。開關頻率較高時，所用的電感可以更小，但開關頻率每增加一倍，效率就會降低大約 2%。

在輕載下，PWM 工作模式并不總是能夠提高系統(tǒng)效率。以圖形卡電源電路為例，視頻內(nèi)容改變時，驅動圖形處理器的降壓轉換器的負載電流也會改變。連續(xù) PWM 工作模式可以處理寬范圍的負載電流，但在輕載下，調節(jié)器所需的功率會占去輸送給負載的總功率的較大比例，導致系統(tǒng)效率迅速降低。針對便攜應用，降壓調節(jié)器集成了其它省電技術，如脈沖頻率調制(PFM)、脈沖跳躍或這兩者的結合等。

ADI公司將高效率輕載工作模式定義為“省電模式”(PSM)。進入省電模式時，PWM調節(jié)電平會產(chǎn)生偏移，導致輸出電壓上升，直至它達到比PWM調節(jié)電平高約 1.5%的電平，此時 PWM工作模式關閉，兩個功率開關均斷開，器件進入空閑模式。COUT可以放電，直到VOUT降至PWM調節(jié)電壓。然后，器件驅動電感，導致VOUT再次上升到閾值上限。只要負載電流低于省電模式電流閾值，此過程就會重復進行。