摘要
本文將向您介紹一款使用了 TI 離線一次側傳感控制器 TPS92310 的低功耗 LED 照明驅動器解決方案。由于使用了恒定的導通時間反激拓撲以及一次側傳感控制，該解決方案可以實現高效率以及良好的線壓和負載調節功能。就 GU10 替代 LED 燈泡而言，參考設計 PMP4325 具有合適的小外形尺寸（30mm×18mm×10mm），其可支持常見的 AC 線路輸入以及 3 或 4 個 LED 串聯輸出，恒定輸出電流為 350mA。實驗顯示，就LED 照明而言，該解決方案具有良好的線壓和負載調節功能、高效率以及整體LED照明保護功能。
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１　理論操作

1.1 TPS92310 控制器

對于額定功率較低的 LED 照明來說，單級反激結構是一款頗具吸引力的拓撲結構。單級反激結構之所以能夠廣泛用于 LED 照明，其原因如下：
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l???? 電隔離減少了總體物料清單成本 (BOM)
l???? 使用特殊控制架構（例如：恒定導通時間控制等）的高功率因數
l???? 相比其他雙級拓撲結構，外形尺寸更小
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盡管單級反激結構用于 LED 照明時擁有諸多優點，但仍然有一些問題需要解決。這些問題包括：
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l???? 高功率因數
l???? 穩定的線壓和負載調節，實現一次側回授 (PSR)
l???? LED 開路或者短路保護
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TI TPS92310 控制器是一種單級一次側傳感 AC/DC 控制器，用于驅動高亮度 LED 的恒定電流。它工作在零電流檢測轉換模式 (TM) 下。線壓半周期內，“導通時間”(TON) 幾乎恒定不變。因此，它本身便具有功率因數校正 (PFC)，因為主繞組的峰值電流，隨輸入線壓曲線變化而變化。對 TON 進行調節，以便將 LED 電流調節至預設水平，而該水平由一個外部檢測電阻器設置。TON 同時也用于反激、升壓以及降升壓轉換器的控制設計。這種轉換器工作在轉換模式下，使用固定不變的導通時間控制來達到高功率因數。另外，TON 還可用于對工作在轉換模式的降壓轉換器進行控制，其通用 LED 驅動器使用峰值電流控制。
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一次側檢測不要求使用光耦合器和二次側電路，因此組件數目更少，PCB 解決方案也更緊湊。另外，這種控制器還擁有逐周期電流限制、輸出短路保護、輸出過壓保護 (OVP) 或者開路 LED 保護、短路 LED 保護以及熱關機保護等功能，而所有這些功能都為 LED 照明提供了保護措施。
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?1.2 恒定導通時間控制

在傳統升壓功率因數校正轉換器中，恒定導通時間控制的轉換模式通常用于讓輸入電流與輸入電壓保持同相，以獲得高功率因數和低總諧波失真 (THD)。
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對于工作在轉換模式下的單級反激拓撲結構來說，它并非本身固有的功率因數校正，因為占空比和頻率在形狀循環期間始終會不斷變化。因此，在這種條件下，功率因數和總諧波失真都不理想。幸運的是，過濾模式下工作的單級反激拓撲使用固定（恒定）TON，仍然可以達到高功率因數和低總諧波失真。如圖 1 所示，平均輸入電流為一個近似正弦波，且其相位與輸入電壓相同。
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圖 1 TON 和 TOFF 期間電流波形
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本設計中，TPS92310 控制器被配置在恒定導通時間控制模式下，如果用一個大容量電容器連接至 COMP 引腳，以對單級反激應用的 100-Hz 線壓紋波進行濾波，則開關的開啟時間可以固定不變。但是，為了降低電路板的體積，該參考設計并非為一種沒有功率因數校正功能的單級結構，因此我們使用了一個小容量補償電容器，目的只是保持控制環路的穩定性。由于反激結構的 DC 輸入電壓較穩定，因此該開啟時間幾乎固定不變。
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?1.3 一次側檢測的恒定電流控制

據此，圖 2 顯示了一次電流、二次電流和 Vds 電壓，平均輸出電流 Io 的計算方法如下：

其中：
2 × Tdly =MOSFET 漏極上振鈴時間的一半
N=一次繞組與二次級繞組的變壓器匝數比
Ip_pk=一次電流
Is_pk=二級電流
Io=平均輸出電流（LED 電流）
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圖 2 電流及 Vds 電壓波形
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為了調節輸出電流，該轉換器使用了一個 PWM 控制電路，如圖 3 所示。這種電路包括了充電和放電工作模式。充電工作模式由內部基準電流IREF × time (TON + TOFF + 2TDLY)控制。放電工作模式由 TOFF 開關和 Ipk 電流源控制，其與一次側峰值電流成比例關系。COMP 電壓電平可代表柵極驅動 TON。
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在正常運行期間，如果放電 Q(Ipk × TOFF) 大于充電 Q (IREF × (TON +? TOFF +2TDLY))，則 COMP 引腳電壓下降，結果柵極輸出 TON 在下一個周期時增加。另外，如果充電 Q(IREF × (TON + TOFF + 2TDLY)) 大于放電 Q (Ipk ×TOFF)，則 VCOMP 上升，柵極驅動器輸出TON在下一個周期增加。如果充電 Q 等于放電 Q，則VCOMP電壓穩定。因此，當大容量電容器連接至COMP引腳對 100-HZ 線壓紋波進行濾波時，在半個正弦周期產生一個固定導通時間，從而實現功率因數校正。在沒有使用功率因數校正維持環路穩定情況下，并且僅用于反激拓撲結構時，可以使用一個小容量電容器連接 COMP 引腳。
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圖 3 充電和放電方塊圖
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該控制器實現了一次電流反饋與調節，以維持恒定輸出 LED 電流。圖 4 顯示了 TPS92310 控制器的方塊圖。紅色虛線表示一個主控制回路。

圖 4 TPS92310 方塊圖
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1.4 ZCD 檢測、延遲設置與輸出過壓

零交叉檢測 (ZCD) 引腳對變壓器輔助繞組進行零電流檢測。當 ZCD 電壓低于VZCD（TRIG）電平時，內部 RS 觸發器便向 IDLY 延遲模塊發送一個 ZCD 信號，觸發下一個開關周期。該引腳的雙層檢測 (ARM/TRIG)，可以確保開關 FET 在隔離變壓器二次側零電流時“開啟”。圖 5 顯示了開關 FET“漏電流”的典型開關波形圖?？刂破鬟€會為 ZCD 檢測提供 300ns 的空余時間，以避免出現任何可能的振鈴影響。
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為了降低轉換器工作期間的 EMI 和開關損耗，TPS92310 控制器使用了一個 DLY 引腳。連接一個外電路電阻器，可以很容易地控制延遲計時器。利用這種 IDLY 引腳，轉換器可以確保變壓器繞組零電流，無需“開啟”主開關 FET。必須根據隔離變壓器主繞組電感和開關 FET 漏極充電之間的諧振頻率，來考慮預設延遲計時器值。利用下列方程式，我們可以計算得到Tdly：
(2)
其中：
Lp=變壓器一次繞組電感
Coss=MOSFET 輸出電容
Tdly 用于控制 VCOMP 的放電時間，因此它必須由連接 DLY 引腳的外部電路電阻器來設置，如圖 6 所示。
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圖 5 典型開關波形
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圖 6 Tdly 設置曲線
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ZCD 引腳同時也用作輸出過壓保護。輔助繞組上的正電壓呈現為輸出LED 電壓，會被外部分壓式電阻器檢測到，如圖 7 所示。ZCD 引腳上的過壓超出 OVP 閾值 3 個周期。驅動輸出應被關閉，并且控制器實施重啟模式。OVP 電壓的計算方法如下：

其中：
Ns=輔助繞組匝數
Na=輸出繞組匝數
VD=輸出整流器的正向電壓
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輔助繞組上的負電壓代表輸入電壓的反射電壓，因此，當選擇 RU 時，需考慮電阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的電流較為合適。把一個二極管連接至　ZCD 引腳，以將這種負電壓控制在 1V 以下。我們總是會在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器 C，目的是消除可能出現的振鈴影響，確保精確的 OVP，并實現適合的谷值開關接通。
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圖 7 ZCD 引腳連接電路
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1.5 輸出短路保護

TPS92310 控制器工作在電壓模式控制下，需要使用逐周期限制，以實現 OCP 和 SCP。在這種隔離式反激結構中，控制器提供兩種具有不同 OCP 閾值（0.64V 和 3.4V）的恒定導通時間模式。利用如下方程式，可以計算出主電流的檢測電壓大?。?br />
其中：
REF=控制器的 0.14
VLED = 12 V
VD = 0.8 V
Vin_min = 127 Vdc
本設計中，Vor 約等于 85V，也即 Nx(VLED + VD)
η=效率，低線壓時估算得到約 0.8
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對于這種傳統型反激設計，Visns 約為 0.53 V。
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由于 Vin_min 電壓固定，而 Vor 設計電壓也幾乎固定不變，因此，當 LED電壓不同時，Visns 幾乎為恒定。檢測電壓低于 OCP 閾值，因此我們可以配置 0.64 V OCP 閾值的恒定導通時間模式，實現優異的輸出短路保護。這種模式可以用于所有傳統反激設計中。為了避免輸出短路期間 ZCD 檢測的振鈴干擾，必須在 ZCD 引腳和 GND 之間連接一個小容量電容器，以消除偽 ZCD 檢測。一個 10-Pf 電容器較為適合于這種設計。圖 8 顯示了輸出短路波形。
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圖 8 輸出短路保護 (SCP) 波形
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1.6 外部線壓調節補償

由于控制器固有的傳播延遲，高線壓和低線壓下存在不同的峰值電流，如圖 9 所示。相同傳播延遲情況下，相比低線壓輸入電壓，高線壓輸入電壓會產生更高的電流差。根據方程式 1，輸入電流檢測誤差會影響 LED 電流，導致線壓調節效果不是很好。當輸入電壓從低線壓變為高線壓時，有兩種方法可以改善線壓調節：
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1、???? 添加一個快速關閉電路（如圖 10 所示）。它可以減少 MOSFET 開關延遲，并改善本設計中 230 Vac 的 5 mA 電流容限。
2、???? 添加一個輸入電壓檢測電路（如圖 11 所示），以縮短高線壓下的導通時間；通過調節 R17 至 110 Vac 和 230 Vac 線壓，達到理想的高電流精確度。R19、R19 和R20判定LED電流的拐點。圖 12 顯示了使用外部補償的線壓調節比曲線。

圖 9 固有傳播延遲

圖 10 快速關閉電路
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圖 11 外部線壓調節補償電路
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圖 12 線壓調節補償曲線

2 變壓器設計

根據前面的描述，要想使用一個外部 SCP 電路，必須將 Visns 設置為 0.6V 以下。

其中：
Visns=一次電流的檢測電壓（如果使用外部 SCP 電路小于 0.6V，否則無限制）
Rcs=電流檢測電阻器
N=一次繞組與輸出繞組之變壓器匝數比
IP=初級峰值電流
Vor=次級電壓的初級反射電壓
ILED=LED 電流
VLED=LED 電壓
η=估計電源效率
VD=輸出整流器的正向電壓
Vin_min=最小輸入 DC 電壓，通常簡化為 1.3 Vac_min
變壓器規范的計算方法如下：

其中：
Lp = 一次繞組電感
Np = 一次繞組匝數
Nout = 輸出繞組匝數
Naux = 輔助繞組匝數（由于峰值電壓影響，通常小于計算值）
DMAX = 最大占空比（利用方程式2計算得到）
FS_MIN =低線壓設置最小開關頻率
△BMAX =選擇最大工作通量密度?
Ae = 有效磁芯面積
Vaux = 選擇VCC電壓
VD_out = 輔助整流器的正向電壓
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最后，我們便可以選擇初級 MOSFET 的 RMS 電流和峰值電壓，然后根據 RMS 電流和繞線筒窗口，選擇 MOSFET 次級整流器、整流器以及構造變壓器。
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3 實驗結果

3.1 電氣性能規范

表 1 PMP4325 電氣性能規范

3.2 參考設計原理圖

圖 13 PMP4325 參考設計原理圖

3.3 PMP4325 PCB 布局

該參考設計在一塊雙面 PCB 上實施，其尺寸大小同 GU10 LED 燈和類似應用兼容。為了滿足不同的要求，我們提供了兩個版本的 PCB 布局文件：
1、沒有輸出 SCP 線壓調節補償電路的發布版演示板。
2、專供一些要求具有強大 SCP 和線壓調節功能的客戶的 PCB 文件

圖 14 演示板的組件面和焊接面
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3.3.1無 SCP 和線壓調節補償電路的 PCB 布局

圖 15 發布版演示板的 PCB 布局
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3.4 電氣性能

圖 16 到 18 顯示了 PMP4325 9-V 和 12-V、350-mA LED 驅動器的典型性能曲線。
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3.4.1 3-LED 和 4-LED 應用的效率曲線

圖 16 3-LED 和 4-LED 負載的效率曲線
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3.4.2 線壓調節曲線

圖 17 LED 電流的線壓調節
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3.4.3 使用補償電路的線壓調節曲線

圖 18 使用補償電路的 LED 電流線壓調節
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3.4.4 啟動輸出波形

圖 19 110VAC 啟動測試????????????????? 圖 20 230VAC 啟動測試
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3.4.5 輸出紋波電壓與電流

圖 21 110VAC 輸出紋波測試????????????? 圖 22 230VAC 輸出紋波測試
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3.4.6 輸出過壓與開路 LED 保護

圖 23 110VAC的OVP測試?????????????????? 圖 24 230VAC 的 OVP 測試
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3.4.7? 2-LED 保護

圖 25 110VAC的短路2 LED測試???????? 圖 26 230VAC的短路2 LED測試

3.4.8 輸出短路保護

圖 27 110VAC的輸出短路測試????????????? 圖 28 230VAC的輸出短路測試
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3.5 傳導電磁干擾（ EMI）

3.5.1 使用 Y 電容時 4LED GU10 負載的 EMI

圖 29 帶電 230VAC 的傳導 EMI????? 圖 30 不帶電 230VAC 的傳導 EMI
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3.5.2 使用 Y 電容時 3-LED GU10 負載的 EMI

圖 31 帶電230VAC的傳導 EMI????? ??圖 32 不帶電 230VAC 的傳導 EMI

3.5.3 不使用 Y 電容時 3-LED GU10 負載的 EMI

圖 33 帶電 230VAC 的傳導 EMI??? ?圖 34 不帶電 230VAC的傳導 EMI
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3.6 材料清單

表 2 PMP4325 材料清單

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3.7 變壓器規范

本小節將說明變壓器的磁芯和繞線筒規范、電路圖、電氣規范和構造結構圖。
磁芯：EPC13
磁芯材料：PC40，或者其他類似材料
繞線筒：10引腳水平繞線筒，具體尺寸如下：
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圖 35 10 引腳水平繞線筒

圖 36 變壓器電路圖
表 3 變壓器電氣規范

圖 37 變壓器構造結構圖
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