一般，我們需要使用一個雙級功率系統的電源，來滿足80+計劃功率因數要求和EN61000-3-2諧波電流要求，其具體如下：

　　1.一個功率因數校正（PFC）升壓預穩壓器（第1級），用于整形輸入電流和提供高功率因數。

　　2.由于PFC升壓電壓非常高，因此要求一個次級（第2級）將這種高升壓電壓調低至可用輸出電平。

　　這種方法存在的主要問題是，在功率轉換器前端添加一個次級，降低了電源的效率。這讓其很難達到80+電源計劃的高效率要求。

　　為了消除給離線功率轉換器添加PFC前端級所產生的損耗，一些設計人員使用了各種各樣的PFC拓撲結構，例如：可降低開關損耗的PFC升壓跟隨器和/或能夠減少傳導損耗的交錯式PFC.

　　降低損耗的另一種方法是，設計一個使用前沿脈寬調制（PWM）的主級（第1級）和使用傳統后沿調制的次級（第2級）。本文將為您介紹什么是前沿調制，以及它是如何通過減少升壓電容器（IC）中的高頻RMS電流來提高效率的。

　　后沿與前沿脈寬調制

　　后沿脈寬調制比較器通過對比鋸齒電壓波形（OSC）和誤差電壓（ERR）來控制功率轉換器占空比（D）。一般，誤差電壓由一個反饋運算放大器控制。在后沿脈寬調制中，OSC引腳被饋送給脈寬調制比較器的負輸入，而誤差電壓則饋送至脈寬調制比較器的非反相輸入。脈寬調制比較器的輸出用于控制功率轉換器（QA）的FET柵極。該柵極驅動導通信號與OSC信號波谷同步。在這種配置結構中，FET柵極驅動的后沿經過調制，以達到功率轉換器占空比（D）。該后沿為FET關斷時（請參見圖1）。

　　圖1：使用功率因數校正的雙級離線功率轉換器。

　　請注意，在脈寬調制控制器中，在每個脈寬調制周期之前添加一個人為停滯時間，其在每個脈寬調制周期開始以前關閉功率級開關。必須使用停滯時間來防止出現100%占空比，從而防止出現磁飽和。需要注意的是，為了簡便起見，圖1并未顯示停滯時間。

　　前沿調制脈寬調制稍微不同于后沿調制。OSC信號饋送至非反相脈寬調制比較器輸入，而誤差電壓則饋送給反相引腳。FET （QB）關閉與OSC峰值電壓和前沿同步，當FET導通時對前沿進行調制以達到占空比（請參見圖2）。

　　圖2：后沿與前沿PWM。

　　前后沿調制一起使用的好處

　　首先，我們來看使用后沿調制控制圖1所示功率級Q1和Q2時PFC升壓電容器電流（IC）。請注意，我們將PFC控制電壓（ERR1）與振蕩器斜率（OSC）進行比較，以控制PFC FET（Q1）的導通和關斷時間。另外，DC/DC轉換器（第2級）控制電壓（ERR2）與振蕩器斜線比較，以控制FET Q2的導通和關斷時間。

　　在振蕩器運行初期正常工作情況下，兩個FET同時導通（t1，案例A）。在這段時間內，PFC升壓電容器（CBOOST）必須對進入第2個功率級的所有電流（IT1）提供支持。在這種配置結構中，在FET開關期間，有一段時間FET Q1導通而Q2為關斷，這時PFC升壓電感（L1）通電，而功率級2的初級線圈不要求任何電流。這時，沒有電流（IC）進入升壓電容器。所有電感電流均流經晶體管Q1.

　　同樣，有一段時間兩個FET Q1和Q2均為關斷。這時，CBOOST傳導所有升壓電感電流，其流經二極管D1（ID1）。請注意，圖3為一張隨意照下來的圖片。正常工作情況下，第1級的占空比隨線壓而變化，以保持PFC升壓電壓。功率級2的占空比在正常工作時保持恒定不變，因為輸入/輸出電壓為固定。

　　其次，我們通過控制前沿調制控制的FET Q1和后沿調制的FET Q2，研究其對于升壓電容器電流（IC）的影響（圖3“案例B”）。在這種評估過程中，FET Q1和Q2的導通時間和占空比與“案例A”情況相同。

　　在這種配置結構中，FET Q2在振蕩器谷底導通，并根據PWM比較器電壓水平關斷。FET Q1根據前沿PWM比較器導通，并在振蕩器峰值時關斷。相比使用前沿調制的兩個功率級，利用前沿/后沿PWM調制組合法錯開安排FET的首次導通，可以縮短FET Q1和Q2同時導通的時間（t1，“案例B”）。

　　與“案例A”情況類似，有一段時間（t2）Q1導通而Q2關斷，并且沒有電流進出升壓電容器（IC）。同樣，有一段時間（t3，“案例B”）兩個FET均關斷，并且需要通過CBOOST吸收ID1.在“案例B”中，有一段時間FET Q2導通而Q1關斷。這時，進入升壓電容器的電流為ID1，其小于IT1（t4，“案例B”）。

　　相比兩個功率級都使用后沿調制控制，這種使用前沿/后沿調制控制的方法，可以減少FET QA和QB同時導通的時間。它帶來更低的升壓電容器RMS電流（IC）。

　　相比控制使用后沿調制的兩個功率級，這種配置結構中使用的前沿/后沿調制，升壓電容器（IC） RMS電流減少30%.

　　升壓電容器中RMS電流的減少，可以降低升壓電容器ESR損耗，從而提高整體系統效率。