0 引言

　　隨著光伏行業(yè)的蓬勃發(fā)展，光伏并網(wǎng)發(fā)電已經(jīng)成為光伏發(fā)電領域研究和發(fā)展的最新亮點。光伏并網(wǎng)逆變器作為光伏發(fā)電系統(tǒng)的核心，對提高整個光伏發(fā)電系統(tǒng)的效率、可靠性、以及整個系統(tǒng)的使用壽命、降低成本至關重要。

　　傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)逆變器按照有無隔離變壓器可分為隔離型和非隔離型兩大類。非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器由于體積小、重量輕、結(jié)構(gòu)簡單、造價低，但是由于其跟電網(wǎng)之間沒有進行隔離，容易向電網(wǎng)饋入直流分量和諧波，增加系統(tǒng)傳導損耗，而且容易發(fā)生觸電危險，對人構(gòu)成傷害。隔離型光伏并網(wǎng)逆變器可分為工頻隔離型和高頻隔離型。由于增加了隔離變壓器，系統(tǒng)保證不會向電網(wǎng)饋入直流分量，而且更安全。但是工頻變壓器成本高、體積大又笨重，所以工頻隔離型光伏并網(wǎng)逆變器不利于小型化和廣泛使用。高頻隔離型光伏并網(wǎng)逆變器雖然解決了前者體積大和笨重的問題，但是增加了系統(tǒng)的復雜性，增加了元器件數(shù)量提高了成本，整體效率并不高。

　　綜合以上考慮，本文提出了一種利用LLC諧振電路進行隔離的高頻光伏并網(wǎng)逆變器設計方案，將隔離型和非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器的優(yōu)點結(jié)合到一起，既減輕了重量、縮小了體積、降低了成本，又提高了電能質(zhì)量和安全性。而且由于使用LLC諧振電路能夠?qū)崿F(xiàn) DC-DC級功率器件的軟開關，可以大大降低功率器件的開關損耗，因此能顯著提高整個系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率和器件的使用壽命。

　　1 光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)及基本原理

　　1.1 系統(tǒng)設計結(jié)構(gòu)

　　采用LLC隔離的光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)如圖1所示，它包括DC-DC 直流升壓級和DC-AC 逆變級兩級結(jié)構(gòu)，前級負責對太陽能電池陣列傳送過來的直流電進行升壓和最大功率跟蹤，后級負責對前級傳送過來的直流電進行逆變，最后經(jīng)過濾波電路后進行并網(wǎng)。

　　1.2 工作原理

　　光伏并網(wǎng)逆變器通過使功率器件有規(guī)律的開通、關斷來控制電能的傳輸，功率器件的開通關斷采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）方式來控制。太陽能電池產(chǎn)生的直流電首先送給DC-DC 電路，DC-DC 級執(zhí)行最大功率點跟蹤（MPPT）算法，使太陽能電池始終工作在最大功率點。

　　經(jīng)過最大功率點跟蹤控制后DC-DC電路將太陽能電池的電能進行升壓變成適合DC-AC 級的直流電，然后送到DC-AC級將直流電變換成交流電。控制器對采樣電路采取的電網(wǎng)電壓或電流相位進行跟蹤計算，然后通過調(diào)節(jié)DC-DC級功率器件開關使逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，最后通過輸出濾波電路或隔離變壓器將電能輸送到電網(wǎng)。本文DC-DC級輸入200~300 V，輸出400 V 直流電壓，輸出功率500 W，滿載時功率因數(shù)不低于94%.DC-AC級輸入直流電壓400 V，功率等級600 W，功率因數(shù)為1.

　　2 LLC電路分析

　　本文采用LLC諧振電路代替工頻變壓器進行隔離，這是跟傳統(tǒng)光伏并網(wǎng)逆變器所不同的地方，也是其優(yōu)點所在。傳統(tǒng)工頻隔離變壓器體積大、笨重、成本高，采用LLC諧振電路進行隔離可以大大縮小逆變系統(tǒng)的體積，提高效率和功率密度。LLC 諧振電路是在傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振電路基礎上，將變壓器勵磁電感Lm 串聯(lián)在諧振回路中，構(gòu)成一個LLC諧振電路［4］。相比傳統(tǒng)的串聯(lián)諧振電路，由于增加了一個諧振電感，使得電路諧振頻率降低，無需使用額外輔助網(wǎng)絡就可以實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)的開關管零電壓開關；其次，變壓器副邊整流二極管可以有條件的工作在零電壓關斷，減小了二極管反向恢復所產(chǎn)生的損耗；而且其適合工作在寬的電壓輸入范圍下，輸入電壓越高，效率越高，在工作點最優(yōu)時可獲得97%的轉(zhuǎn)換效率。

　　本文采用了一個半橋LLC串聯(lián)諧振電路，如圖2所示。半橋LLC 串聯(lián)諧振電路包含輸入電容C1 、C2 ，MOSFET Q1 、Q2 ，諧振電感Lr ，諧振電容Cr ，變壓器T1 ，輸出整流二極管D1 ~ D4 和輸出電容C3 。

　　由于增加了一個諧振電感，LLC諧振電路具有兩個諧振頻率，一個是諧振電感Lr 和諧振電容Cr 的諧振頻率fr ，另一個是Lm 加上Lr 與Cr 的諧振頻率fm 。計算公式如下：

　　在串聯(lián)諧振電路中，工作頻率fs 高于fr 時才能保證開關管工作在ZVS狀態(tài)，而在LLC電路中，只要保證fs 高于fm 就能實現(xiàn)開關管的ZVS.下面對它的工作過程進行簡單分析。

　　LLC電路根據(jù)開關頻率范圍可以分為四種模式，本文只討論fr》fs》fm 模式下的工作原理，一個開關周期內(nèi)整個工作過程如下所述，工作波形如圖3所示，PS1 ，PS2 分別為Q1 ，Q2 的驅(qū)動脈沖波形：

　　［ t0 - t1 ］階段：t0 時刻諧振電流為負，Q1 體二極管導通，Q1 兩端電壓鉗位在0，此時讓Q1 導通為零電壓導通。能量從電源正極流向C1 ，C2 中點，Lr ，Cr 諧振，諧振電流ILr經(jīng)過開關管Q1 并以正弦形式逐漸上升，流過變壓器原邊的電流IT1為諧振電流ILr與勵磁電流ILm之差，變壓器原邊電壓極性上正下負，副邊極性也為上正下負，因此D1 、D4 自然導通，變壓器原邊電壓被鉗位在nVo（n 為變壓器變比），勵磁電流線性上升。

　　經(jīng)過半個周期諧165現(xiàn)代電子技術(shù)2013年第36卷振時Q1 仍處于導通狀態(tài)。半個周期之后諧振電流開始減小，勵磁電流繼續(xù)線性上升，t1 時刻諧振電流與勵磁電流相等。

　　［ t1 - t2 ］階段：t1 時刻諧振電流ILr等于勵磁電流ILm，變壓器原邊電壓為0，副邊電壓也為0，副邊整流二極管全部截止，原邊不再向副邊提供能量，勵磁電感Lm開始參與諧振。由于Lm 要比Lr 大很多，LLC諧振周期明顯變長，所以諧振電流基本不變。t2 時刻Q1 關斷。

　　［ t2 - t3 ］階段：t2 時刻Q1 關斷，此時Q2 也處于關斷狀態(tài)，電路進入死區(qū)時間。諧振電流ILr對Q2 的結(jié)電容放電，當它的電壓降到0時，體二極管導通，變壓器原邊繞組極性變?yōu)樯县撓抡边呎鞫O管D2 、D3 自然導通，勵磁電感Lm 電壓被輸出電壓鉗位，不再參與諧振。諧振電流開始以2π LrCr 為周期程正弦規(guī)律減小，勵磁電流線性減小。t3 時刻Q2 零電壓開通。

　　［ t3 - t4 ］階段：t3 時刻Q2 零電壓開通，與第一階段類似，Lr 、Cr 諧振，諧振電流以正弦形式減小，勵磁電流線性減小。t4 時刻諧振電流等于勵磁電流。

　　［ t4 - t5 ］階段：t4 時刻開始變壓器原邊電壓為0，副邊整流二極管全部截止，原邊不再向副邊提供能量，勵磁電感不再被輸出電壓鉗位，開始參與諧振。LLC諧振電流基本不變。

　　［ t5 - t6 ］階段：與［ t2 - t3 ］階段類似，電路進入死區(qū)時間，Q1 、Q2 全部關斷，諧振電流ILr對Q1 的結(jié)電容充電，當它的電壓等于電源電壓時，體二極管導通，變壓器原邊繞組極性上正下負，副邊整流二極管D1 、D4 自然導通，勵磁電感Lm 電壓被輸出電壓鉗位，不再參與諧振。

　　諧振電流開始以2π LrCr 為周期程正弦規(guī)律增大，勵磁電流線性增大。t6 時刻Q1 零電壓開通，開始進入下一個周期。

　　在［ t1 - t2 ］階段和［ t4 - t5 ］階段，假設諧振電流不變，設為Im ，則輸出電壓Uo 可表示為：

　　式中：Ui 為輸入電壓；T 為開關周期；Ts 為Lr 和Cr 諧振時的諧振周期。從式中可以看出，當T = Ts 即fr = fs 時這種情況下［ t1 - t2 ］階段和［ t4 - t5 ］階段將不存在，諧振電流是純粹的正弦波，副邊整流電路輸出電流臨界連續(xù)，均方根值最小，開關管導通損耗最小，電路效率最高［8］。所以，當LLC電路工作在諧振頻率時，效率最高。本文中LLC電路的主要作用就是隔離，在保證隔離的基礎上要使效率最高，因此本文中使開關管的開關頻率等于諧振頻率。