航天器上的系統供電電源比較單一 ，但是實際應用中不同用戶對供電電壓的要求不盡相同 ，往往要通過對供電電源進行電壓變換 ，以獲得符合不同用戶要求的供電電壓。為了使電壓轉換器能夠應用于不同的供電場合 ，需要設計在低壓供電、高壓供電或正常供電時都能實現電壓轉換的電源轉換電路。為了獲得一個位于較寬輸入電壓范圍的中間值的輸出電壓 ，傳統的設計方法是根據不同供電情況采用升壓變壓器和降壓變壓器或多個 DC/ DC 轉換器來設計相應的升壓電路和降壓電路以實現電源的轉換，電路設計復雜 ，轉換效率低 ，且質量體積較大 ;而且電壓轉換設計一般都是針對于特定的使用負載 ，帶載能力有限 ，在多負載的情況下不能保證每個負載都能得到額定的功率 ，具有應用局限性。電源轉換模塊 LTC3780 是一款高性能的升壓 ———降壓開關穩壓控制器 ，可在輸入電壓低于、高于或等于輸出電壓的情況下運行，并且可以對最大輸出電流進行設定 ，電路設計簡單 ，可實現穩定的電壓輸出和較高的轉換效率 ，并且具有較強的帶載能力。

　　模塊簡介

　　LTC3780 采用一種恒定頻率電流模式架構 ，它提供一個 200kHz 至 400kHz 的可鎖相固定頻率 ，可在 4V 至36V 的寬輸入和輸出的電壓范圍內實現升壓、降壓和升壓/ 降壓模式之間的無縫切換 ，輸出電壓準確度達±1 %。控制器通過對 4 個功率開關的控制可以實現各工作模式間的連續轉換。當 Vin小于 Vout時控制器工作在升壓區 當 Vin大于 Vout時控制器工作在降壓區 ，當 Vin接近 Vout時控制器工作在升壓/ 降壓區。控制器的輸出電壓是由輸出電容兩端的外部阻性反饋分壓器來設定的 ，由誤差放大器將反饋信號與內部精準電壓比較實現穩定的電壓輸出。LTC3780 和 4 個功率開關管的簡化連接原理圖如圖 1 所示 ，其工作區域與功率開關管狀態和占空比 D 的關系如圖 2 所示。

　　特點

　　單電感器架構允許 VIN 高于、低于或等于 VOUT

　　寬 VIN 范圍：4V 至 36V 工作電壓

　　同步整流：效率高達 98%

　　電流模式控制

　　±1% 輸出電壓準確度：0.8V 《 VOUT 《 30V

　　可鎖相固定頻率：200kHz 至 400kHz

　　電源良好 （Power Good） 輸出電壓監視器

　　用于 MOSFET 電源的內部 LDO

　　四 N 溝道 MOSFET 同步驅動

　　在停機期間 VOUT 與 VIN 斷接

　　可調軟起動電流斜坡上升

　　折返輸出電流限制

　　可選的低電流模式

　　輸出過壓保護

　　采用 24 引腳 SSOP 和裸露襯墊 （5mm x 5mm） 32 引腳 QFN 封裝

　　各工作模式間的轉換原理如下

　　1） 當輸入電壓小于輸出電壓時 ，控制器自動切換到升壓模式 ，開關 A 始終接通而開關 B 始終斷開。在每個周期中開關 C 首先接通 ，輸入電壓通過開關 A 和開關 C 對電感器 L 進行充電儲能 ，同時控制器進行電感器電流的檢測 ，當電感器電流高于基準值時 ，開關 C 斷開 ，開關 D 接通 ，電感器釋放能量實現升壓。開關 C和開關 D 就這樣交替通斷實現穩定的升壓輸出。

　　2） 當輸入電壓大于輸出電壓時 ，控制器自動切換到降壓模式 ，開關 D 始終接通 ，開關 C 始終斷開。在每個周期中開關 B 首先接通 ，對電感器 L 進行持續泄流釋放能量 ，實現降壓 ，同時控制器對電感器電流進行檢測 ，當電感器電流低于基準值時 ，開關 B 斷開 ，開關 A 接通 ，對電感器進行充電儲能。開關 A 和開關 B 就這樣交替通斷實現穩定的降壓輸出。

　　3） 當輸入電壓接近輸出電壓時 ，控制器自動切換到升壓/ 降壓工作模式 ，開關 A 和 C 與開關 B 和 D 兩組開關交替接通 ，通過對電感器的充放電使得輸出電壓和輸入電壓之間的電位差不斷減小 ，當輸出電壓穩定時只有開關 A 和開關 D 處于接通狀態 ，最終實現穩定的電壓輸出。

　　LTC3780 的應用電路設計

　　外圍電路設計

　　采用 LTC3780 實現電壓轉換的輸出電壓設計指標為（27 ±3） V ，最大輸出電流為 1A ，外圍電路根據最低輸入電壓 + 5V 和最高輸入電壓 + 31V 的條件配置 ，其具體電路設計原理圖如圖 3 所示。外圍元件的選擇是由負載要求決定的 ，首先根據輸出電流要求確定電感值 L 和電流檢測電阻值 RS ，再根據輸出電壓要求確定分壓反饋電阻值R1和 R2 ，接著選擇滿足過流能力要求的功率開關管 ，最后選擇輸入濾波電容 Cin和輸出濾波電容 Cout。

　　電路參數設計

　　電路參數設計主要是設定合適的工作頻率 ，計算出電感器值 L 和電流檢測電阻值 RS ，并選擇合適的濾波電容和功率開關管。

　　（1） 工作頻率的設定

　　LTC3780 可提供一個 200kHz 至 400kHz 的可鎖相固定頻率 ，但是較高的工作頻率會使開關管柵極電荷損失增加 ，最終導致轉換效率的降低 ，所以一般情況下可設計轉換器工作于最低頻率。

　　（2） 輸出電壓的設定

　　轉換器的輸出電壓是由位于輸出電容兩端的外部反饋阻性分壓器 （即 R1和 R2） 來設定的 ，通過與內部018V 基準電壓比較得到輸出電壓。確定了輸出電壓設計指標 ， R1和 R2的阻值就可根據輸出電壓來合理分配選擇。計算公式如下

　　電感器值和檢測電阻值的計算

　　電感器值的選擇和工作頻率的選擇相互關聯 ，選擇較高的工作頻率就可使用體積較小的電感器 ，而為了提高效率 ，在實際電路中要選擇低磁芯損耗的電感器。電感器的紋波電流一般被設定為升壓模式 Vin（min）時最大電感器電流的 20 %至 40 % ，電感器值的計算公式如下

　　式中 f 是工作頻率 ;Vin（min）是最小輸入電壓 ; Vin（max） 是最大輸入電壓 ; Vout是設定的輸出電壓 ; Iout（max） 是設定的最大輸出負載電流 ;ρ是允許的電感器紋波電流百分比 ，一般取 30 %。電感器應能同時滿足轉換器的升壓和降壓工作模式 ，因此電感器值應取計算中的較大值。電流檢測電阻值是根據所需要的輸出電流值來確定的 ，控制器內部電流比較器分別設定了升壓模式和降壓模式的電感器電流峰值 ，其檢測電壓分別為 160mV 和130mV。檢測電阻值可以根據升壓模式時的最大電流檢測電壓來計算 ，并取 20 %至 30 %的裕度 ，計算公式如下

　　（4） 輸入電容和輸出電容的選擇

　　為了提高輸入和輸出電壓的電壓特性 ，處理輸入電壓的不連續性 ，減小輸出電壓的紋波 ，需要選擇低等效串聯阻抗的輸入和輸出濾波電容器 ，也可用多個電容器并聯以滿足低等效串聯阻抗和對高脈沖電流的處理能力。

　　（5） 功率開關管的選擇

　　LTC3780 需要 4 個外部 N 溝道的功率開關管作為開關器件。功率開關管是電壓轉換的主要耗能器件 ，所以要選擇合理的開關器件。開關管的導通損耗和轉換損耗（即開關損耗） 是轉換過程中的主要損耗來源 ，導通損耗由開關管的通態電阻決定 ，而開關管的反向轉換電容參數指標則是轉換損耗的主要因素。所以對功率開關管的選擇首先要考慮通態電阻值和反向轉換電容值的大小 ，其次考慮輸入極電容 Ciss和輸出極電容 Coss等其他參數指標 ， Ciss越小越好 ， Coss越大越好。通過選擇最佳性能指標的開關管以使得在電壓轉換過程中的開關損耗達到最小 ，提高轉換效率。

　　電路仿真

　　基于圖 3 的外圍電路設計 ，采用 LTspice 軟件 ，對該電源轉換電路在 + 5V～ + 31V 輸入電壓范圍條件下進行電壓轉換能力的仿真 ，在額定輸入電壓條件進行帶載能力的仿真。在仿真過程中主要通過調整電流檢測電阻值 RS、電感值 L 和分壓反饋電阻值 R1三項參數指標 ，獲得高精度的輸出電壓。

　　電壓轉換能力

　　在空載條件下 ，對 + 5V 和 + 28V 電壓輸入時的電壓轉換情況進行了仿真 ，其電壓輸出波形如圖 4 所示。控制器在升壓和降壓模式時都能得到 + 27120V 的穩定轉換輸出電壓 ，輸出電壓與預期 + 27V 電壓的偏差在容許誤差范圍內。

　　在 1A 輸出電流的滿載條件下 ，對 + 5V 和 + 15V 電壓輸入時的輸出電壓進行了仿真 ;對于 + 28V 時的電源電壓輸入則考慮一定的電壓波動 ，分別針對 + 24V、+ 28V 和 + 31V 的輸入電壓進行了仿真。仿真結果如圖 5 所示。

　　通過仿真 ， + 15V、+ 24V、+ 28V 和 + 31V 電壓輸入時的輸出電壓分別為 + 27102V、+ 27108V、+ 27112V和 + 27114V ，輸出電壓的穩定時間都只有 5ms 左右 ，與預期 + 27V 電壓的偏差都在 150mV 以內 ，且 + 15V 電壓輸入時的輸出電壓紋波只有 20mV 左右 ，具有理想的輸出響應結果。+ 15V 電壓輸入時的輸出電壓紋波如圖 6 所示。但是 + 5V 電壓輸入時的輸出電壓穩定需要較長時間 ，而且輸出穩定時只能得到 + 25150V 的輸出電壓 ，雖然滿足輸出電壓設計指標的要求 ，但是與 + 15V、+ 24V、+ 28V 和 + 31V 電壓輸入時的輸出結果相比偏差較大。

　　在滿載條件下取多組不同輸入電壓時的電壓轉換輸出結果 ，得到輸入電壓與輸出電壓及轉換效率的關系曲線如圖 7 所示。從關系曲線可以看出 ，對于 + 6V～ + 31V 的輸入電壓 ，控制器都能實現 92 %以上的轉換效率。

　　以 + 15V 為額定輸入電壓 ， + 6V 和 + 31V 分別作為能實現輸出電壓要求的輸入電壓下限值和上限值 ，由關系曲線得到輸入電壓分別為下限值、額定值及上限值時的輸出電壓為 + 26176V、+ 27100V 和 + 27113V ，可得 ：

　　電壓調整率 =27100 - 26176/27100= 0189 %

　　可見在滿載情況下 ，輸出電壓隨輸入電壓變化引起的電壓波動較小。而當輸入電壓越接近額定電壓值時實現的轉換輸出電壓精度越高 ，轉換效率也越高 ，最高可達到 96 %以上。仿真過程中還發現 ，對于 + 6V～+ 31V 范圍內的輸入電壓 ，即使在轉換過程中輸入電壓連續發生階躍跳變 ，控制器也能實現預期電壓輸出 ，可見其電壓轉換輸出的穩定性是相當高的 ，仿真結果如圖 8 所示。

　　帶載能力

　　實現穩定的電源電壓輸出后 ，電源能帶多大的負載才是最終的應用目的。在額定電壓輸入條件下 ，通過調整負載電流 ，對電源轉換器進行帶載能力仿真。當輸出端為電阻性負載時 ，在 + 15V 額定電壓輸入條件下 ，分別仿真輸出電流為最小值（假設為 10mA） 、50 %滿載和滿載時的輸出電壓為 + 27120V、+ 27104V 和 + 27100V ，可得 ：

　　負載調整率 =27120 - 27104/27104= 0159 %

　　可見轉換輸出電壓對于電阻性負載具有較好的穩定性。通過仿真更多不同阻值負載時的輸出情況 ，得到輸出電流與輸出電壓和轉換效率的關系曲線如圖 9 所示。

　　從仿真結果可以看出 ，隨著輸出電流的減小 ，輸出電壓保持穩定 ，轉換效率卻逐漸下降 ;隨著輸出電流的增加 ，當輸出電流超出最大輸出電流設定值 1A 時 ，轉換輸出電壓開始呈下降趨勢 ，將不能得到標稱輸出電壓值 ，但轉換效率基本不變。從圖中可以看出當輸出電流為最小值時 ，即負載較大時的轉換效率低于50% ，而當輸出電流為 4A 時 ，即負載較小時只能得到 + 20V 的輸出電壓。可見負載大小對該電源轉換模塊的工作性能起決定性作用 ，所以當帶載運行時負載一定要控制在設計指標內。

　　從圖 9 還可以看出 ，當電源模塊在四分之一滿載至兩倍滿載條件下帶載運行時都能實現理想的輸出響應 ，但是負載越小對輸出電壓的拉低效應就會越明顯。因為不管在升壓模式還是降壓模式中 ，都有一個最大檢測電流限值 ，輸出電流大小受限于一個內部電壓基準 ，而基準電壓與控制器電流控制門限引腳 Ith的電壓成比例 ，該引腳的正常電壓范圍為 0V 至 214V。通過仿真發現 ，當輸出電流處于正常水平時 ，輸出電壓達到穩定狀態時電流控制門限引腳的電壓就會降到一個較低的電壓水平并穩定下來 ，而如果輸出電流超出控制器設定的帶載能力時 ，該引腳的電壓就會處于一個較高的電壓水平 （即引腳電壓上限值） ，對輸出電壓產生一種拉低作用 ，導致輸出電壓的降低。在額定電壓輸入條件下 ，滿載和 4 倍于滿載 （輸出電流為 4A） 時電流控制門限引腳的電壓波形如圖 10 （a） 和（b） 所示。

　　從以上仿真分析可以看出 ，對于純電阻性負載 ，該電源轉換模塊能實現較高的轉換效率 ，但是實際電路中往往會有感性或容性負載。為了得到該電源轉換模塊帶容性負載的能力 ，在 + 15V 額定電壓輸入條件下 ，在輸出端加上由電阻和電容串聯組成的阻容負載 ，即構成一個電容充電電路 ，分別觀察電源轉換器的輸出電壓和電容端電壓 ，其中電容為 015mF 的大容量電容 ，仿真結果如圖 11 （a） 所示。從圖中可看出 ，經過 80ms左右大容量電容充電至飽和狀態 ，充電時間約為 6 倍時間常數。輸出電壓平衡時 ，電容端電壓與電源轉換器的輸出電壓都為 + 27110V ，電源轉換器的輸出電壓與只帶電阻性負載時相比有 011V 的抬升 ，但該偏差在容許誤差范圍內。而當輸出端接一個 212mF 的大容量電容 ，即只加純容性負載時 ，輸出穩定時的電壓為+ 27112V ，如圖 11 （b） 所示 ，輸出電壓偏差也在容許的偏差范圍內。可見 ，對于容性負載 ，該電源轉換模塊同樣能夠得到穩定的輸出電壓 ，容值的變化只是對輸出電壓的穩定時間有影響。

　　仿真結果分析

　　通過對電壓轉換能力的仿真發現 ，在帶載條件下 ，對 + 6V～ + 31V 的輸入電壓 ，即使在轉換過程中輸入電壓發生階躍變化 ，該電源轉換電路都能實現相對較高的轉換效率和穩定的輸出電壓 ，但是對 + 6V 以下的輸入電壓實現的轉換輸出電壓精度明顯變低。

　　通過對帶載能力的仿真發現 ，在不超過負載能力的前提下 ，不論對于阻性負載、阻容串聯負載或容性負載 ，該電源轉換電路都能得到理想的輸出響應結果 ，輸出電壓具有較好的穩定性。

　　通過對該電源轉換電路進行電壓轉換能力及帶載能力仿真 ，實現了穩定的電壓輸出和較強的帶載能力 ，并且具有較高的轉換效率 ，獲得較為理想的仿真結果。對于實際應用中的蓄電池供電電源 ，如果與該類電源轉換模塊結合使用 ，既能得到精度高、穩定性好的輸出電壓 ，同時又具有較高的轉換效率 ，完全可以改善蓄電池的電壓輸出特性 ;轉換模塊的最大輸出電流也可以通過改變設計參數來設定 ，可以實現低壓大電流供電 ，能滿足不同負載的應用要求。可見 ，把該類升壓 —降壓開關穩壓控制器應用到實際電源轉換系統將具有一定的應用前景。