航天器上的系統(tǒng)供電電源比較單一 ，但是實(shí)際應(yīng)用中不同用戶(hù)對(duì)供電電壓的要求不盡相同 ，往往要通過(guò)對(duì)供電電源進(jìn)行電壓變換 ，以獲得符合不同用戶(hù)要求的供電電壓。為了使電壓轉(zhuǎn)換器能夠應(yīng)用于不同的供電場(chǎng)合 ，需要設(shè)計(jì)在低壓供電、高壓供電或正常供電時(shí)都能實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換的電源轉(zhuǎn)換電路。為了獲得一個(gè)位于較寬輸入電壓范圍的中間值的輸出電壓 ，傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法是根據(jù)不同供電情況采用升壓變壓器和降壓變壓器或多個(gè) DC/ DC 轉(zhuǎn)換器來(lái)設(shè)計(jì)相應(yīng)的升壓電路和降壓電路以實(shí)現(xiàn)電源的轉(zhuǎn)換，電路設(shè)計(jì)復(fù)雜 ，轉(zhuǎn)換效率低 ，且質(zhì)量體積較大 ;而且電壓轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)一般都是針對(duì)于特定的使用負(fù)載 ，帶載能力有限 ，在多負(fù)載的情況下不能保證每個(gè)負(fù)載都能得到額定的功率 ，具有應(yīng)用局限性。電源轉(zhuǎn)換模塊 LTC3780 是一款高性能的升壓 ———降壓開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓控制器 ，可在輸入電壓低于、高于或等于輸出電壓的情況下運(yùn)行，并且可以對(duì)最大輸出電流進(jìn)行設(shè)定 ，電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單 ，可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電壓輸出和較高的轉(zhuǎn)換效率 ，并且具有較強(qiáng)的帶載能力。

　　模塊簡(jiǎn)介

　　LTC3780 采用一種恒定頻率電流模式架構(gòu) ，它提供一個(gè) 200kHz 至 400kHz 的可鎖相固定頻率 ，可在 4V 至36V 的寬輸入和輸出的電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)升壓、降壓和升壓/ 降壓模式之間的無(wú)縫切換 ，輸出電壓準(zhǔn)確度達(dá)±1 %。控制器通過(guò)對(duì) 4 個(gè)功率開(kāi)關(guān)的控制可以實(shí)現(xiàn)各工作模式間的連續(xù)轉(zhuǎn)換。當(dāng) Vin小于 Vout時(shí)控制器工作在升壓區(qū) 當(dāng) Vin大于 Vout時(shí)控制器工作在降壓區(qū) ，當(dāng) Vin接近 Vout時(shí)控制器工作在升壓/ 降壓區(qū)。控制器的輸出電壓是由輸出電容兩端的外部阻性反饋分壓器來(lái)設(shè)定的 ，由誤差放大器將反饋信號(hào)與內(nèi)部精準(zhǔn)電壓比較實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電壓輸出。LTC3780 和 4 個(gè)功率開(kāi)關(guān)管的簡(jiǎn)化連接原理圖如圖 1 所示 ，其工作區(qū)域與功率開(kāi)關(guān)管狀態(tài)和占空比 D 的關(guān)系如圖 2 所示。

　　特點(diǎn)

　　單電感器架構(gòu)允許 VIN 高于、低于或等于 VOUT

　　寬 VIN 范圍：4V 至 36V 工作電壓

　　同步整流：效率高達(dá) 98%

　　電流模式控制

　　±1% 輸出電壓準(zhǔn)確度：0.8V 《 VOUT 《 30V

　　可鎖相固定頻率：200kHz 至 400kHz

　　電源良好 （Power Good） 輸出電壓監(jiān)視器

　　用于 MOSFET 電源的內(nèi)部 LDO

　　四 N 溝道 MOSFET 同步驅(qū)動(dòng)

　　在停機(jī)期間 VOUT 與 VIN 斷接

　　可調(diào)軟起動(dòng)電流斜坡上升

　　折返輸出電流限制

　　可選的低電流模式

　　輸出過(guò)壓保護(hù)

　　采用 24 引腳 SSOP 和裸露襯墊 （5mm x 5mm） 32 引腳 QFN 封裝

　　各工作模式間的轉(zhuǎn)換原理如下

　　1） 當(dāng)輸入電壓小于輸出電壓時(shí) ，控制器自動(dòng)切換到升壓模式 ，開(kāi)關(guān) A 始終接通而開(kāi)關(guān) B 始終斷開(kāi)。在每個(gè)周期中開(kāi)關(guān) C 首先接通 ，輸入電壓通過(guò)開(kāi)關(guān) A 和開(kāi)關(guān) C 對(duì)電感器 L 進(jìn)行充電儲(chǔ)能 ，同時(shí)控制器進(jìn)行電感器電流的檢測(cè) ，當(dāng)電感器電流高于基準(zhǔn)值時(shí) ，開(kāi)關(guān) C 斷開(kāi) ，開(kāi)關(guān) D 接通 ，電感器釋放能量實(shí)現(xiàn)升壓。開(kāi)關(guān) C和開(kāi)關(guān) D 就這樣交替通斷實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的升壓輸出。

　　2） 當(dāng)輸入電壓大于輸出電壓時(shí) ，控制器自動(dòng)切換到降壓模式 ，開(kāi)關(guān) D 始終接通 ，開(kāi)關(guān) C 始終斷開(kāi)。在每個(gè)周期中開(kāi)關(guān) B 首先接通 ，對(duì)電感器 L 進(jìn)行持續(xù)泄流釋放能量 ，實(shí)現(xiàn)降壓 ，同時(shí)控制器對(duì)電感器電流進(jìn)行檢測(cè) ，當(dāng)電感器電流低于基準(zhǔn)值時(shí) ，開(kāi)關(guān) B 斷開(kāi) ，開(kāi)關(guān) A 接通 ，對(duì)電感器進(jìn)行充電儲(chǔ)能。開(kāi)關(guān) A 和開(kāi)關(guān) B 就這樣交替通斷實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的降壓輸出。

　　3） 當(dāng)輸入電壓接近輸出電壓時(shí) ，控制器自動(dòng)切換到升壓/ 降壓工作模式 ，開(kāi)關(guān) A 和 C 與開(kāi)關(guān) B 和 D 兩組開(kāi)關(guān)交替接通 ，通過(guò)對(duì)電感器的充放電使得輸出電壓和輸入電壓之間的電位差不斷減小 ，當(dāng)輸出電壓穩(wěn)定時(shí)只有開(kāi)關(guān) A 和開(kāi)關(guān) D 處于接通狀態(tài) ，最終實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電壓輸出。

　　LTC3780 的應(yīng)用電路設(shè)計(jì)

　　外圍電路設(shè)計(jì)

　　采用 LTC3780 實(shí)現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換的輸出電壓設(shè)計(jì)指標(biāo)為（27 ±3） V ，最大輸出電流為 1A ，外圍電路根據(jù)最低輸入電壓 + 5V 和最高輸入電壓 + 31V 的條件配置 ，其具體電路設(shè)計(jì)原理圖如圖 3 所示。外圍元件的選擇是由負(fù)載要求決定的 ，首先根據(jù)輸出電流要求確定電感值 L 和電流檢測(cè)電阻值 RS ，再根據(jù)輸出電壓要求確定分壓反饋電阻值R1和 R2 ，接著選擇滿(mǎn)足過(guò)流能力要求的功率開(kāi)關(guān)管 ，最后選擇輸入濾波電容 Cin和輸出濾波電容 Cout。

　　電路參數(shù)設(shè)計(jì)

　　電路參數(shù)設(shè)計(jì)主要是設(shè)定合適的工作頻率 ，計(jì)算出電感器值 L 和電流檢測(cè)電阻值 RS ，并選擇合適的濾波電容和功率開(kāi)關(guān)管。

　　（1） 工作頻率的設(shè)定

　　LTC3780 可提供一個(gè) 200kHz 至 400kHz 的可鎖相固定頻率 ，但是較高的工作頻率會(huì)使開(kāi)關(guān)管柵極電荷損失增加 ，最終導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率的降低 ，所以一般情況下可設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)換器工作于最低頻率。

　　（2） 輸出電壓的設(shè)定

　　轉(zhuǎn)換器的輸出電壓是由位于輸出電容兩端的外部反饋?zhàn)栊苑謮浩?（即 R1和 R2） 來(lái)設(shè)定的 ，通過(guò)與內(nèi)部018V 基準(zhǔn)電壓比較得到輸出電壓。確定了輸出電壓設(shè)計(jì)指標(biāo) ， R1和 R2的阻值就可根據(jù)輸出電壓來(lái)合理分配選擇。計(jì)算公式如下

　　電感器值和檢測(cè)電阻值的計(jì)算

　　電感器值的選擇和工作頻率的選擇相互關(guān)聯(lián) ，選擇較高的工作頻率就可使用體積較小的電感器 ，而為了提高效率 ，在實(shí)際電路中要選擇低磁芯損耗的電感器。電感器的紋波電流一般被設(shè)定為升壓模式 Vin（min）時(shí)最大電感器電流的 20 %至 40 % ，電感器值的計(jì)算公式如下

　　式中 f 是工作頻率 ;Vin（min）是最小輸入電壓 ; Vin（max） 是最大輸入電壓 ; Vout是設(shè)定的輸出電壓 ; Iout（max） 是設(shè)定的最大輸出負(fù)載電流 ;ρ是允許的電感器紋波電流百分比 ，一般取 30 %。電感器應(yīng)能同時(shí)滿(mǎn)足轉(zhuǎn)換器的升壓和降壓工作模式 ，因此電感器值應(yīng)取計(jì)算中的較大值。電流檢測(cè)電阻值是根據(jù)所需要的輸出電流值來(lái)確定的 ，控制器內(nèi)部電流比較器分別設(shè)定了升壓模式和降壓模式的電感器電流峰值 ，其檢測(cè)電壓分別為 160mV 和130mV。檢測(cè)電阻值可以根據(jù)升壓模式時(shí)的最大電流檢測(cè)電壓來(lái)計(jì)算 ，并取 20 %至 30 %的裕度 ，計(jì)算公式如下

　　（4） 輸入電容和輸出電容的選擇

　　為了提高輸入和輸出電壓的電壓特性 ，處理輸入電壓的不連續(xù)性 ，減小輸出電壓的紋波 ，需要選擇低等效串聯(lián)阻抗的輸入和輸出濾波電容器 ，也可用多個(gè)電容器并聯(lián)以滿(mǎn)足低等效串聯(lián)阻抗和對(duì)高脈沖電流的處理能力。

　　（5） 功率開(kāi)關(guān)管的選擇

　　LTC3780 需要 4 個(gè)外部 N 溝道的功率開(kāi)關(guān)管作為開(kāi)關(guān)器件。功率開(kāi)關(guān)管是電壓轉(zhuǎn)換的主要耗能器件 ，所以要選擇合理的開(kāi)關(guān)器件。開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通損耗和轉(zhuǎn)換損耗（即開(kāi)關(guān)損耗） 是轉(zhuǎn)換過(guò)程中的主要損耗來(lái)源 ，導(dǎo)通損耗由開(kāi)關(guān)管的通態(tài)電阻決定 ，而開(kāi)關(guān)管的反向轉(zhuǎn)換電容參數(shù)指標(biāo)則是轉(zhuǎn)換損耗的主要因素。所以對(duì)功率開(kāi)關(guān)管的選擇首先要考慮通態(tài)電阻值和反向轉(zhuǎn)換電容值的大小 ，其次考慮輸入極電容 Ciss和輸出極電容 Coss等其他參數(shù)指標(biāo) ， Ciss越小越好 ， Coss越大越好。通過(guò)選擇最佳性能指標(biāo)的開(kāi)關(guān)管以使得在電壓轉(zhuǎn)換過(guò)程中的開(kāi)關(guān)損耗達(dá)到最小 ，提高轉(zhuǎn)換效率。

　　電路仿真

　　基于圖 3 的外圍電路設(shè)計(jì) ，采用 LTspice 軟件 ，對(duì)該電源轉(zhuǎn)換電路在 + 5V～ + 31V 輸入電壓范圍條件下進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換能力的仿真 ，在額定輸入電壓條件進(jìn)行帶載能力的仿真。在仿真過(guò)程中主要通過(guò)調(diào)整電流檢測(cè)電阻值 RS、電感值 L 和分壓反饋電阻值 R1三項(xiàng)參數(shù)指標(biāo) ，獲得高精度的輸出電壓。

　　電壓轉(zhuǎn)換能力

　　在空載條件下 ，對(duì) + 5V 和 + 28V 電壓輸入時(shí)的電壓轉(zhuǎn)換情況進(jìn)行了仿真 ，其電壓輸出波形如圖 4 所示。控制器在升壓和降壓模式時(shí)都能得到 + 27120V 的穩(wěn)定轉(zhuǎn)換輸出電壓 ，輸出電壓與預(yù)期 + 27V 電壓的偏差在容許誤差范圍內(nèi)。

　　在 1A 輸出電流的滿(mǎn)載條件下 ，對(duì) + 5V 和 + 15V 電壓輸入時(shí)的輸出電壓進(jìn)行了仿真 ;對(duì)于 + 28V 時(shí)的電源電壓輸入則考慮一定的電壓波動(dòng) ，分別針對(duì) + 24V、+ 28V 和 + 31V 的輸入電壓進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果如圖 5 所示。

　　通過(guò)仿真 ， + 15V、+ 24V、+ 28V 和 + 31V 電壓輸入時(shí)的輸出電壓分別為 + 27102V、+ 27108V、+ 27112V和 + 27114V ，輸出電壓的穩(wěn)定時(shí)間都只有 5ms 左右 ，與預(yù)期 + 27V 電壓的偏差都在 150mV 以?xún)?nèi) ，且 + 15V 電壓輸入時(shí)的輸出電壓紋波只有 20mV 左右 ，具有理想的輸出響應(yīng)結(jié)果。+ 15V 電壓輸入時(shí)的輸出電壓紋波如圖 6 所示。但是 + 5V 電壓輸入時(shí)的輸出電壓穩(wěn)定需要較長(zhǎng)時(shí)間 ，而且輸出穩(wěn)定時(shí)只能得到 + 25150V 的輸出電壓 ，雖然滿(mǎn)足輸出電壓設(shè)計(jì)指標(biāo)的要求 ，但是與 + 15V、+ 24V、+ 28V 和 + 31V 電壓輸入時(shí)的輸出結(jié)果相比偏差較大。

　　在滿(mǎn)載條件下取多組不同輸入電壓時(shí)的電壓轉(zhuǎn)換輸出結(jié)果 ，得到輸入電壓與輸出電壓及轉(zhuǎn)換效率的關(guān)系曲線如圖 7 所示。從關(guān)系曲線可以看出 ，對(duì)于 + 6V～ + 31V 的輸入電壓 ，控制器都能實(shí)現(xiàn) 92 %以上的轉(zhuǎn)換效率。

　　以 + 15V 為額定輸入電壓 ， + 6V 和 + 31V 分別作為能實(shí)現(xiàn)輸出電壓要求的輸入電壓下限值和上限值 ，由關(guān)系曲線得到輸入電壓分別為下限值、額定值及上限值時(shí)的輸出電壓為 + 26176V、+ 27100V 和 + 27113V ，可得 ：

　　電壓調(diào)整率 =27100 - 26176/27100= 0189 %

　　可見(jiàn)在滿(mǎn)載情況下 ，輸出電壓隨輸入電壓變化引起的電壓波動(dòng)較小。而當(dāng)輸入電壓越接近額定電壓值時(shí)實(shí)現(xiàn)的轉(zhuǎn)換輸出電壓精度越高 ，轉(zhuǎn)換效率也越高 ，最高可達(dá)到 96 %以上。仿真過(guò)程中還發(fā)現(xiàn) ，對(duì)于 + 6V～+ 31V 范圍內(nèi)的輸入電壓 ，即使在轉(zhuǎn)換過(guò)程中輸入電壓連續(xù)發(fā)生階躍跳變 ，控制器也能實(shí)現(xiàn)預(yù)期電壓輸出 ，可見(jiàn)其電壓轉(zhuǎn)換輸出的穩(wěn)定性是相當(dāng)高的 ，仿真結(jié)果如圖 8 所示。

　　帶載能力

　　實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電源電壓輸出后 ，電源能帶多大的負(fù)載才是最終的應(yīng)用目的。在額定電壓輸入條件下 ，通過(guò)調(diào)整負(fù)載電流 ，對(duì)電源轉(zhuǎn)換器進(jìn)行帶載能力仿真。當(dāng)輸出端為電阻性負(fù)載時(shí) ，在 + 15V 額定電壓輸入條件下 ，分別仿真輸出電流為最小值（假設(shè)為 10mA） 、50 %滿(mǎn)載和滿(mǎn)載時(shí)的輸出電壓為 + 27120V、+ 27104V 和 + 27100V ，可得 ：

　　負(fù)載調(diào)整率 =27120 - 27104/27104= 0159 %

　　可見(jiàn)轉(zhuǎn)換輸出電壓對(duì)于電阻性負(fù)載具有較好的穩(wěn)定性。通過(guò)仿真更多不同阻值負(fù)載時(shí)的輸出情況 ，得到輸出電流與輸出電壓和轉(zhuǎn)換效率的關(guān)系曲線如圖 9 所示。

　　從仿真結(jié)果可以看出 ，隨著輸出電流的減小 ，輸出電壓保持穩(wěn)定 ，轉(zhuǎn)換效率卻逐漸下降 ;隨著輸出電流的增加 ，當(dāng)輸出電流超出最大輸出電流設(shè)定值 1A 時(shí) ，轉(zhuǎn)換輸出電壓開(kāi)始呈下降趨勢(shì) ，將不能得到標(biāo)稱(chēng)輸出電壓值 ，但轉(zhuǎn)換效率基本不變。從圖中可以看出當(dāng)輸出電流為最小值時(shí) ，即負(fù)載較大時(shí)的轉(zhuǎn)換效率低于50% ，而當(dāng)輸出電流為 4A 時(shí) ，即負(fù)載較小時(shí)只能得到 + 20V 的輸出電壓。可見(jiàn)負(fù)載大小對(duì)該電源轉(zhuǎn)換模塊的工作性能起決定性作用 ，所以當(dāng)帶載運(yùn)行時(shí)負(fù)載一定要控制在設(shè)計(jì)指標(biāo)內(nèi)。

　　從圖 9 還可以看出 ，當(dāng)電源模塊在四分之一滿(mǎn)載至兩倍滿(mǎn)載條件下帶載運(yùn)行時(shí)都能實(shí)現(xiàn)理想的輸出響應(yīng) ，但是負(fù)載越小對(duì)輸出電壓的拉低效應(yīng)就會(huì)越明顯。因?yàn)椴还茉谏龎耗Ｊ竭€是降壓模式中 ，都有一個(gè)最大檢測(cè)電流限值 ，輸出電流大小受限于一個(gè)內(nèi)部電壓基準(zhǔn) ，而基準(zhǔn)電壓與控制器電流控制門(mén)限引腳 Ith的電壓成比例 ，該引腳的正常電壓范圍為 0V 至 214V。通過(guò)仿真發(fā)現(xiàn) ，當(dāng)輸出電流處于正常水平時(shí) ，輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)電流控制門(mén)限引腳的電壓就會(huì)降到一個(gè)較低的電壓水平并穩(wěn)定下來(lái) ，而如果輸出電流超出控制器設(shè)定的帶載能力時(shí) ，該引腳的電壓就會(huì)處于一個(gè)較高的電壓水平 （即引腳電壓上限值） ，對(duì)輸出電壓產(chǎn)生一種拉低作用 ，導(dǎo)致輸出電壓的降低。在額定電壓輸入條件下 ，滿(mǎn)載和 4 倍于滿(mǎn)載 （輸出電流為 4A） 時(shí)電流控制門(mén)限引腳的電壓波形如圖 10 （a） 和（b） 所示。

　　從以上仿真分析可以看出 ，對(duì)于純電阻性負(fù)載 ，該電源轉(zhuǎn)換模塊能實(shí)現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換效率 ，但是實(shí)際電路中往往會(huì)有感性或容性負(fù)載。為了得到該電源轉(zhuǎn)換模塊帶容性負(fù)載的能力 ，在 + 15V 額定電壓輸入條件下 ，在輸出端加上由電阻和電容串聯(lián)組成的阻容負(fù)載 ，即構(gòu)成一個(gè)電容充電電路 ，分別觀察電源轉(zhuǎn)換器的輸出電壓和電容端電壓 ，其中電容為 015mF 的大容量電容 ，仿真結(jié)果如圖 11 （a） 所示。從圖中可看出 ，經(jīng)過(guò) 80ms左右大容量電容充電至飽和狀態(tài) ，充電時(shí)間約為 6 倍時(shí)間常數(shù)。輸出電壓平衡時(shí) ，電容端電壓與電源轉(zhuǎn)換器的輸出電壓都為 + 27110V ，電源轉(zhuǎn)換器的輸出電壓與只帶電阻性負(fù)載時(shí)相比有 011V 的抬升 ，但該偏差在容許誤差范圍內(nèi)。而當(dāng)輸出端接一個(gè) 212mF 的大容量電容 ，即只加純?nèi)菪载?fù)載時(shí) ，輸出穩(wěn)定時(shí)的電壓為+ 27112V ，如圖 11 （b） 所示 ，輸出電壓偏差也在容許的偏差范圍內(nèi)。可見(jiàn) ，對(duì)于容性負(fù)載 ，該電源轉(zhuǎn)換模塊同樣能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓 ，容值的變化只是對(duì)輸出電壓的穩(wěn)定時(shí)間有影響。

　　仿真結(jié)果分析

　　通過(guò)對(duì)電壓轉(zhuǎn)換能力的仿真發(fā)現(xiàn) ，在帶載條件下 ，對(duì) + 6V～ + 31V 的輸入電壓 ，即使在轉(zhuǎn)換過(guò)程中輸入電壓發(fā)生階躍變化 ，該電源轉(zhuǎn)換電路都能實(shí)現(xiàn)相對(duì)較高的轉(zhuǎn)換效率和穩(wěn)定的輸出電壓 ，但是對(duì) + 6V 以下的輸入電壓實(shí)現(xiàn)的轉(zhuǎn)換輸出電壓精度明顯變低。

　　通過(guò)對(duì)帶載能力的仿真發(fā)現(xiàn) ，在不超過(guò)負(fù)載能力的前提下 ，不論對(duì)于阻性負(fù)載、阻容串聯(lián)負(fù)載或容性負(fù)載 ，該電源轉(zhuǎn)換電路都能得到理想的輸出響應(yīng)結(jié)果 ，輸出電壓具有較好的穩(wěn)定性。

　　通過(guò)對(duì)該電源轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換能力及帶載能力仿真 ，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定的電壓輸出和較強(qiáng)的帶載能力 ，并且具有較高的轉(zhuǎn)換效率 ，獲得較為理想的仿真結(jié)果。對(duì)于實(shí)際應(yīng)用中的蓄電池供電電源 ，如果與該類(lèi)電源轉(zhuǎn)換模塊結(jié)合使用 ，既能得到精度高、穩(wěn)定性好的輸出電壓 ，同時(shí)又具有較高的轉(zhuǎn)換效率 ，完全可以改善蓄電池的電壓輸出特性 ;轉(zhuǎn)換模塊的最大輸出電流也可以通過(guò)改變?cè)O(shè)計(jì)參數(shù)來(lái)設(shè)定 ，可以實(shí)現(xiàn)低壓大電流供電 ，能滿(mǎn)足不同負(fù)載的應(yīng)用要求。可見(jiàn) ，把該類(lèi)升壓 —降壓開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓控制器應(yīng)用到實(shí)際電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng)將具有一定的應(yīng)用前景。