與噪聲測量同等重要

　　線性穩壓器的電源抑制與輸出電壓噪聲同樣至關重要。如果電源抑制性能不佳，即使噪聲最低的穩壓器也會使不想要的信號通過，到達輸出，這樣的信號到達輸出后可能淹沒穩壓器的噪聲。人們常常使用開關穩壓器作為預穩壓器，以提供效率、噪聲、瞬態響應和輸出阻抗的最佳組合。

　　大多數最先進的開關穩壓器都在 100kHz 至 4MHz 頻率范圍內工作。即使采用 ESR 最低的電容器，開關穩壓器能量傳送的脈沖性也會導致在開關頻率上出現輸出電壓紋波。在噪聲敏感的視頻、通信以及其他類型的電路中，這些紋波信號會引起問題。凌力爾特 2005 年 7 月發布了《應用指南 101》（Application Note 101），題為“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”（最大限度降低開關穩壓器信號在線性穩壓器輸出中的殘留），文中已經探討了這個問題。

　　凌力爾特最近推出的線性穩壓器之電源抑制為 80dB 及更大范圍。LT3042 在某些頻率上電源抑制接近 120dB。為了測試電源抑制，輸入必須保持在足夠低的幅度，以確保測試的是穩壓器的小信號響應而不是大信號響應，當然信號也必須足夠大，以在輸出端提供可測量的信號。此外，疊加了 AC 信號的輸入 DC 信號一定不能使穩壓器產生壓差或進入其他不想進入的工作區。

　　驅動 DUT

　　測試穩壓器電源抑制性能時，第一件必做之事就是提供一個將受到抑制的信號。這可不是僅將頻率發生器連接到穩壓器上而已，而是復雜得多。AC 信號必須疊加在 DC 偏移之上，并能夠在加載情況下提供所需電流。

　　Jim Williams 開發了用來實現這一目的的電路，如圖 13 所示。在這個電路中，DC 基準電壓由 A2 產生，并在 A1 的負輸入端與 AC 信號疊加。A1 輸出驅動達林頓連接的三極管，而三極管與鎮流電阻器連接，可把這些電路組并聯以提供高達 5A 的輸出電流。

　　圖 13：驅動器電路板使 AC 和 DC 電壓相加，以在頻率直至 10MHz 時提供數安培電流。

　　將這個電路連接到 DUT 時，需要提到的一個主要說明是：穩壓器不應該使用輸入電容。第一個原因是，該電路沒有為驅動電容性負載而優化，可能產生振蕩。第二個原因是，這個電路不能吸取電流，必須有負載存在以給輸入電容器放電，尤其是在頻率增大時。在 10MHz 跨一個 1μF 電容器提供一個 50mVP-P 正弦信號時，需要超過 3A 充電和放電電流，以防止信號失真。如果在小輸出電流 （低于 100mA） 時進行測量，那么就要預加載，以確保提供給穩壓器的信號保真度。

　　未雨綢繆

　　當穩壓器具備很高的電源抑制時，就必須仔細考慮儀器的細節問題。如果穩壓器提供 100dB 電源抑制，那么 50mVP-P 輸入信號在輸出端就被降至 0.5μVP-P。可以提高輸入信號幅度，但在某些點上將發生從小信號響應向大信號響應的轉變。

　　就一個具備很高電源抑制的穩壓器而言，輸出信號的小幅度可與該器件的噪聲幅度相比，或者比器件的噪聲幅度還小。這建議我們應該像放大噪聲一樣地放大信號，以能夠進行準確測量。即使這么做了，輸出信號也常常被噪聲淹沒。幸運的是，新式示波器提供求取平均值的功能，使人們能夠從噪聲中抽取出信號。隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發信號。

　　無論信號是否被放大，測量電源抑制時，還可能出現其他一些問題。輸入和輸出信號必須同時測量，人們需要知道輸入和輸出幅度，以確定該器件的抑制性能。測量配置的方框圖如圖 14 所示。

　　圖 14：電源抑制測量配置的方框圖顯示了地回路。將單端放大器轉換成差分放大器可解決地回路問題。

　　值得一提的是，在這個方框圖中，存在可能破壞測量結果的地回路。第一個地回路是通過兩個示波器通道的公共地形成的。這個地回路從信號放大器中通過，回路中的任何信號都會破壞電源抑制測量結果，使測量結果不能反映實際性能。對這個問題的解決辦法是，將信號放大器從單端電路變成全差分電路。這么做了以后，兩個回路都被斷開了，這樣就保證了測量保真度。第二個地回路 （圖 14 中沒有顯示） 通過 AC 線路地到達第一個示波器通道。這個回路對誤差貢獻最小，因為相比之下所有信號都是大信號。

　　用簡單放大器實現差分輸入

　　一個簡單放大器如圖 15 所示。這個放大器在輸入端使用了全差分增益級，增益為 40dB，其后是一個差分至單端轉換器，提供另外 20dB 增益。每個輸入端都有一個 200Hz 高通濾波器以隔離 DC。之所以選擇 LTC6409，是因為該器件提供很大的 10GHz 增益帶寬積。第二級由 LT1818 組成，配置為一個差分至單端轉換器，增益為 20dB。

　　圖 15：簡單的差分至單端放大器提供 60dB 增益。

　　這個放大器組合的輸入參考噪聲運行大約 1.4nV/√Hz，這意味著我們預期應該測得低于 2.2μVP-P 的噪聲。同時，我們預期穩壓器本身有 4μVP-P 噪聲。我們預期在穩壓器輸出端有 0.5μVP-P 信號，與該信號相比，這個噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。不過，惟一的可取之處是噪聲的隨機性，噪聲的平均值為零：使用具備存儲器的新式示波器求取平均值后，就可得到隱藏在噪聲中的信號。

　　改進差分放大器

　　極高性能線性穩壓器測量變得更加棘手。輸出信號僅獲得 60dB 增益時，0.5μVP-P 信號就變成了 0.5mVP-P。這么小的幅度已經接近很多高端示波器 1X 探頭的測量門限了。將線性穩壓器輸入幅度提高 10 倍，會增加空間，但是如果穩壓器抑制再增加 20dB，那么問題就會再次出現。

　　圖 16 顯示了怎樣實現更高性能的放大器。該放大器基于圖 2 所示噪聲放大器和圖 15 所示差分至單端放大器。現在，每一級所用的 LT1818 換成了 LT1994 差分放大器，LT1994 向差分三極對管反饋信號，三極對管仍然由 THAT300 三極管陣列組成。第二個差分增益級由另一個 LT1994 組成，之后通過第一個 LT6232 轉換成單端測量電路。面向高通和巴特沃斯濾波器的后續各級與圖 2 中相同。電路響應的校準和驗證與低噪聲放大器相同。

　　

　　圖 16：改進的放大器提供差分輸入和 80dB 增益。

　　測量電源抑制的配置如圖 17 所示。所測得的 LT3042 穩壓器的電源抑制如圖 18 所示。值得一提的是，該穩壓器的電源抑制在 100Hz 時接近 120dB。在示波器上驗證這個測量結果要求改進的放大器提供 80dB 增益。

　　圖 17：測量電源抑制的配置。下方左邊是驅動器電路板和 DUT，下方右邊是放大器電路板。電源和信號源未顯示。

　　圖 18：LT3042 的電源抑制曲線顯示，在接近 4MHz 頻率時，性能 》70dB。

　　其他測量方法

　　還可用其他方法和設備進行電源抑制測量。鎖定的放大器用基準信號在想要的頻率上提供同步檢測，以幫助測量小信號。網絡分析儀還提供一個掃頻振蕩器，同時提供帶通功能，以測量輸入和輸出幅度，并計算電路的抑制性能。這些方法提供有效的測量結果，但是人們仍然需要謹慎對待電路連接并驗證測量結果。在示波器上檢查輸入和輸出信號是必做之事，信號幅度和波形會指明，所測試的穩壓器是否被驅動進入了壓差狀態，或者小信號響應是否已讓位于大信號響應。

　　陷阱

　　與測量噪聲類似，測量電源抑制時，也有一些陷阱可能導致人們誤入歧途。對電路接地需要嚴加注意，使用星形接地方式很重要。測量電源抑制時所看到的某些影響，實際上似乎是反直覺的。

　　迄今為止，可靠的設計始終會在線性穩壓器的輸入端包括一些電容，以保持電源阻抗在整個頻率范圍內盡可能低。如果器件提供足夠高的電源抑制，那么實際上有可能增大輸出紋波。

　　考慮一個如圖 19 所示的電路，其中 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher穩壓器進行后穩壓。在 500kHz 開關頻率上，LT8614 通過兩三英寸長的銅質電路板走線，向 LT3042 輸入端提供約 20mVP-P 紋波。在 LT8614 使用僅 22μF 的輸出電容器時，線性穩壓器的輸出紋波僅為幾 μVP-P。當 LT3042 輸入端增加一個 4.7μF 電容器時，輸出紋波增大到約 75μVP-P，如圖 20 所示。應該提到的是，就這些照片而言，帶寬限制在 20MHz，因為目的是顯示開關頻率上的紋波，而不是高頻邊沿尖峰。

　　圖 19：用 LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩壓器進行后穩壓。

　　圖 20：LT3042 對 LT8614 Silent Switcher 穩壓器進行后穩壓 （a） 在 LT3042 輸入端無需任何電容器，（b） 在 LT3042 輸入端有 4.7μF 電容器。兩張照片都是帶寬受限的，以忽略高頻尖峰。

　　增加輸入電容是怎樣降低穩壓器電源抑制的？ 答案與 LT3042 性能無關，而與電路板布局有關。LT3042 提供卓越和具備以電氣方式抑制輸入電源信號的能力。迄今為止，能否抑制這些信號一直是限制因素。現在，磁場成了罪魁禍首。

　　為了更好地理解這一點，圖 21 所示原理圖用一條綠色的實線突出顯示了 DC-DC 轉換器的一條 AC 電流通路。如果 LT3042 的輸入端有電容，那么 AC 電流也流過綠色虛線顯示的通路。LT3042 的輸入在所關注的頻率上呈現高阻抗特性，因此無 AC 電流流入 LT3042。

　　圖 21：本原理圖突出顯示了 DC-DC 轉換器的 AC 電流回路和一些易受磁耦合影響 （附錄 B 的圖 B1） 的通路。組合使用鐵氧體珠、屏蔽以及調節物理距離的方法，以最大限度減小高頻尖峰 （附錄 B 的圖 B2）。電路板結構來自附錄 B 的圖 B。

　　AC 電流產生磁場，該磁場將在附近的其他回路中引起電流，在變壓器中，繞組以同樣的方式耦合。在圖 21 中，兩個所關注的回路用藍色和紅色顯示。藍色回路由 CSET 和 RSET 形成，在誤差放大器輸入端產生紋波。由于 LT3042 的單位增益架構，這個紋波被一直傳送到輸出端。紅色回路由輸出電容器和回看進穩壓器的阻抗 （以及附近的負載組件） 直接在穩壓器輸出端產生紋波。

　　與直覺相反，去掉 LT3042 輸入端的電容會降低輸出紋波。考慮到這不是信號的電饋通，而是磁場耦合，所以人們在設計電路板時，必須考慮距離、屏蔽和回路方向。場強與距離和回路面積有關，最大限度減小回路面積 （不是靠采用輸入電容器） 和最大限度延長距離 （僅通過使用 DC-DC 轉換器輸出電容） 限制了加到敏感回路上的電流。

　　這表明，之前決定在信號驅動器電路板的輸出端或穩壓器輸入端不使用電容器是明智的。如果在穩壓器輸入使用電容器，就增加了一個回路，從而會產生磁場，該磁場耦合進輸出并導致錯誤的測量結果。穩壓器電源抑制看起來會比實際情況差得多。

　　使用開關穩壓器時遇到的另一個問題是，不僅要去掉開關頻率紋波，還要去掉與開關邊沿有關的尖峰。有些電路的開關邊沿僅在幾納秒時間內就過渡完畢，從而產生數百 MHz 頻率分量。這些頻率無法用簡單的線性穩壓器消除。走線電容和磁耦合等寄生效應使得這些尖峰難以降低。請參閱凌力爾特《應用指南 101》（Application Note 101）“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”（最大限度降低開關穩壓器信號在線性穩壓器輸出中的殘留），以及附錄 B “控制高頻開關尖峰”，以獲得進一步的信息。

　　結論

　　LT3042 等線性穩壓器具備很高的性能，為敏感系統提供了噪聲極低的電源軌。驗證這類器件的 DC 性能通常不是很棘手的任務。而在性能如此之高的情況下，諸如噪聲、電源抑制等關鍵參數不那么容易測量。就連測量電路、連接、電路板布局和設備中最不引人注意的細節都要格外注意。一度可能被忽視的微小誤差 （與待測信號相比） 現在卻成了一階誤差項。能夠提供高 PSRR 性能表明，信號不是通過器件本身而是通過磁耦合發送的。必須檢查每一個細節，以確保測量保真度，提供可靠的結果。