當你需要測量高速時鐘頻率時，可能選擇價位昂貴的臺面儀器。而實際上，使用低價位數字測試儀器的數字捕獲能力，再加上一些DSP軟件函數即可測試高速時鐘。下文介紹了具體的實現辦法。

奈奎斯特定律的混疊

我們都相信，取樣原理稱，取樣頻率必須比被測最高頻率高兩倍。例如，當捕獲160MHz的時鐘，就要用320MHz以上的頻率。如果使用33.333MHz取樣器捕捉160MHz時鐘，例如NextestMarerick公司的數字捕捉儀，則時鐘信號必然會出現混疊，或者可能得到另一個較低的頻率。

一個160MHz時鐘會混疊成為6.666MHz，因為160MHz正好比33.333MHz*5=166.666MHz低6.666MHz。用33.3333333MHz的取樣率對160MHz取樣時，在頻域產生的不同頻段如圖1a所示。圖中最右邊是133MHz頻段（4*33MHz）至166MHz頻段（5*33MHz）。類似DCI那樣的儀器不允許你真正測得該頻段的信號，但是這些信號時的確存在的，并且證明這是落入到奈奎斯特頻率段的混疊頻率。圖中黃色表示的是從DC至16.666MHz。

圖1對160MHz信號取樣，a）用33MHz采樣率，b）用25MHz產生不定性，c）用正交采樣率排除不定性

因為160MHz正好落在比166.666MHz低6.666MHz的位置上，它將通過幾個頻段向后混疊（而你同樣不能直接觀察到它），由紅色箭頭表示。實際上你能夠看到的6.666MHz混疊會出現在奈奎斯特頻段內，混疊出現在DC以上6.666MHz的原因是，它來自約為取樣率4.5倍的上半部頻段，再折疊回來表現為鏡子里的反向圖像。相位也會反轉，但是對采樣目的來說，相位并不重要。

現在你能夠看到在奈奎斯特頻段內的6.666MHz，但這是否表明了你已經捕獲到了160MHz呢？并非如此。如果你在奈奎斯特頻段真正看到6.666MHz，則它可能是160MHz，也可能是其他在圖1a上不列出的頻率之一（26.6、39.9、60、73.3等等）。一旦確實證明是在奈奎斯特頻段內的6.666MHz，則這就是捕捉到的160MHz，而且還需要使用不同的取樣率進行再抽樣。

如果使用另一個與原來33.333MHz不同的取樣率對160MHz時鐘取樣時，混疊頻率降落在不同的位置。如果你見到混疊頻率再次落在160MHz，則似乎兩次取樣都可以補到160MHz了，可以排除其他頻率的可能性。因此，新取樣率不能太靠近原來的取樣率，不然它們就會因為擁有公共因子而被刪除，并且落到比160MHz較低的頻率上。錄入，你再用25MHz取樣頻率對160MHz取樣時，真正的結果并不很明顯（圖1b）。

用25MHz取樣表明，160MHz比150MHz（5*25）高10MHz。故混疊頻率會回到奈奎斯特頻段內比DC高10MHz的地方。不幸的是，由于33.333MHz（30ns）和25MHz（40ns）具有公共因子1/10ns，或者100MHz，所以它們最后將產生共同的混疊頻率。

使用正交取樣頻率

因為第二個取樣頻率將確認真正捕捉的信號，因此需要一個完全與原來取樣頻率無關的頻率（沒有公共因子）來進行取樣。一種方法是采用鎖相環使系統時鐘偏移，但這樣會導致標準系統時鐘周期分辨率的變化。

對于NextestMaverick的儀器，可以使用APG的鎖相環來選擇頻率。所以你必須挑選少數幾個與33.333MHz取樣頻率沒有公共因子的頻率，例如77MHz（12.987013ns），周期采用38.961039ns（3*系統時鐘周期），相應取樣頻率是25.666666MHz?？墒牵荒茉谶\行中切換鎖相環，因此必須做一次捕捉時全部時間復位，然后再做第二次捕捉。因為捕捉時間極快，對測試時間影響不大。

采用這個取樣率獲得的混疊頻率如圖1c所示。圖中160MHz準確地落在比154MHz（6*25.66MHz）高6MHz的地方，是混疊頻率出現在奈奎斯特頻段內。注意25.66MHz取樣的全列混疊頻率與33.333MHz取樣的全列混疊頻率完全不相同。這正是本文所介紹的技術工作的重點。可再次通過圖1a來證實這一要點。圖中出正確結果160MHz以外，在兩列混疊中沒有出現相同的頻率。

需要記住的是，要設置兩次不同的時間、兩個不同的數組和兩種不同功能的脈沖組合。不要試圖在運行中切換定時設置，因為大部分測試儀器不支持在運行期間切換時間。

還需要設定捕捉一起去捕捉時鐘引腳，以期收集到表示時鐘引腳瞬變的數碼1和0序列。顯然，比較器電壓要設定在時鐘50%的點上，如果引腳需要端接，則還需要接入有源負載。

一旦功能測試過程完成捕捉運作，則立即將截取的數據轉換為波形。此外，從波形減去0.5，使得捕捉的1表示為電壓0.5，而捕捉的0表示電壓-0.5。

確認波形的X標度要設定為實際捕捉的取樣率，否則就不能獲得正確的結果。有些測試儀器可以自動做到這些，有些則不能，因為它們并非設計用于時間波形的捕捉。

確定時鐘頻率

現在對兩個在不同取樣率下捕捉到的波形計算波形的瞬變數，然后出去UTP（單位測試周期），這個方法還未曾被運用。

波形可能會有少量“低矮瞬變”，即由噪聲產生的接近比較器閥值的特殊邊沿，這種特殊瞬變可導致測試錯誤地估計時鐘頻率，引起讀數錯誤。一種將時域數據轉換成頻率數據的方法是FFT。FFT把低矮瞬變作為噪聲處理，而不影響時鐘測量。

FFT運算將數據便換成幅值，注意最高幅值的信號。因為波形的數據是方波和含有其他分量（大部分是奇次諧波），只要注意幅值頻譜的最大值就能夠找到最高幅值信號的位置，它就是捕捉到的時鐘基波。

圖2Nextest公司混合信號波形工具顯示160MHz時鐘的頻域表示方式

a）用33.333MHz捕捉；b）用25.666MHz捕捉

160MHz時鐘由33.333MHz和25.666MHz采樣率捕捉的頻域譜圖如圖2所示。FFT頻率數據分辨率與兩個因素有關，即采樣率和樣本數。傅立葉頻率表達方式是fF=fs/N，圖2實例有兩個取樣率，故有兩種分辨率：

33.333MHz/32768=1017。25Hz

25.666MHz/32768=783.28Hz

樣本數應在測試時間和分辨率之間做出權衡。用來測量160MHz時鐘是，擁有比1KHz更好的分辨率就相當不錯了，特別是可在33MHz基本速率的測試器上進行測量。如果需要更好的分辨率，則可能需要付出代價，因為由此開始FFT運算時間加大幅增加。

你也可以用24.5Hz分辨率去捕捉一百萬個樣本，但是，一百萬個樣本的FFT即使由雙Xeon核電腦做運算也不得不用幾秒鐘時間。而且，在這方面較慢速度的測試儀器更具優勢，因為取樣較慢時分辨率會更高。

注意頻率相交點 當你測量得到兩個混疊頻率時，就要搜索信號的頻率列表和找出頻率相交點。對被檢查的混疊頻率寫下代碼并推斷它們的相交點。

最好的辦法是相對每種取樣率寫出兩列包括全部候選頻率的列表。尋找兩列的相交點或匹配點（表1）。

表1候選頻率列表

33MHz 6.66 26.6 39.9 60 73.3 93.3 106.6 126.6 139.9 160 25.66MHz 6 19.6 31.6 45.3

57.3 70.9 83 96.6 108.6 122.3 134.3 147.9 160

由于所用實例采用兩個正交的取樣頻率，他們之間沒有公共因子，在測試頻率范圍進入GHz以前它們都不會產生交疊。這不會產生太大的問題，因為多數低價位測試儀器的引腳比較器帶寬正好沒有進入GHz范圍。

當找到匹配電視，能夠推斷6.666MHz是由33.333MHz捕捉到的，6.0MHz是由25.666MHz捕捉到的，他們是真160MHz時鐘的混疊頻率。假若它不是準確的160MHz，這種情況仍然一樣，因為相對于取樣頻率，混疊頻率將產生同樣數量的飄移，出現159.5MHz或160.2MHz等頻率。換句話說，這不但是160MHz時鐘的解決方案，而是你能夠用任何一臺數字引腳比較器捕捉到任何頻率的解決方案。

分辨率和奈奎斯特問題

當你對比表1內兩列候選頻率的數據匹配情況時，通常允許有小量偏差。這是考慮到兩次捕捉之間頻率出現飄移和允許捕捉的非相干性質。然而，由于在奈奎斯特和DC頻率附近出現的潛在問題，需要避免使用太大的溢出值。

如果測量的時鐘非常接近邊界，則要想說明混疊真正屬于邊界的哪一側就非常困難了。例如，用33.333MHz取樣頻率捕捉133.0MHz時鐘，會看到在奈奎斯特頻段內出現333.333KHz的混疊。但是，該混疊也意味著你真正得到133.666MHz的時鐘。而假如你允許太大的溢出，則會拾取到錯誤的數值。

這里還有比其他頻率更難測量的頻率，特別是K（整數）倍取樣率。如果測量的頻率與取樣頻率完全相同，那么大部分樣本會落在全高或全低的一側。FFT將反映出的高值放在DC收集箱內，而軟件可以找出DC與一個由另外取樣率取樣的混疊頻率的相交點。

如上文所述，如果不能從捕捉的波形減去0.5，而且捕捉的頻率全部為低，那么將在DC收集箱內檢測不到幅值。從捕捉的波形減去0.5后，對實高值附加0.5，對實低值減去0.5，情況與由混疊是北側頻率落入DC收集器相同。電壓極性對FFT并不重要。

因此，無需使用昂貴的儀器代替現有廉價的數字測試儀器來測量高頻，盡管它的速度比小型數字測試儀器快得多。

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