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LTE是由3GPP組織制定的UMTS，通用移動通信系統）技術標準的長期演進。LTE系統引入了OFDM（正交頻分復用）和MIMO（多輸入多輸出）等關鍵傳輸技術，顯著增加了頻譜效率和數據傳輸速率，并支持多種帶寬分配：1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz和20MHz等，且支持全球主流2G/3G頻段和一些新增頻段，因而頻譜分配更加靈活，系統容量和覆蓋也顯著提升。LTE系統網絡架構更加扁平化簡單化，減少了網絡節點和系統復雜度，從而減小了系統時延，也降低了網絡部署和維護成本。LTE系統支持與其他3GPP系統互操作。為此，本文介紹一些關于LTE測試電路設計。
TOP1 實現電壓非接觸穩定測量電路
非接觸電壓測量原理
非接觸電壓測量的原理類似于磁力儀測量磁場，不需要直接電氣連接，通過電容耦合，利用位移電流來測量物體表面或自由空間的電壓。將傳感器電極放在電場中，感應電極與信號源之間將形成耦合電容，通過耦合電容信號源經過測量系統與地之間將構成一個分壓電路，如圖1所示。
圖1非接觸電壓鍘量原理圖
當耦合阻抗與系統輸入阻抗相比可忽略不計時，系統相當于一個具有理想特性的電壓計，可有效測量電壓信號。因此，為了提高系統的靈敏度，在系統設計過程中，應該采用反饋等技術提高系統前端傳感器的輸入電阻，降低輸入電容。通過測量空中兩點電壓的大小，根據電壓與電場的關系，可以推導出空中電場的情況。
揭秘STM32多路電壓測量電路
為了擴大測量范圍和測量精度，本設計在 STM32的ADC前加入匹配電路。在ADC控制電路中，輸入信號先經過射極電壓跟隨電路，然后經過分壓電路，使輸入信號滿足AD603的輸入要求。然后再經過射極電壓跟隨電路，輸入ADC輸入端。AD603的控制輸入使用STM32的DAC，可以滿足增益的要求。匹配電路以AD603為核心。AD603 為單通道、低噪聲、增益變化范圍線性連續可調的可控增益放大器。帶寬90MHz時，其增益變化范圍為-10dB~+30dB;帶寬為9M時范圍為 10~50dB.將 VOUT與FDBK短路，即為寬頻帶模式（90MHz寬頻帶），AD603的增益設置為-11.07dB~+31.07dB.AD603的5、7腳相連，單片AD603的可調范圍為-10dB~30dB.AD603的增益與控制電壓成線性關系，其增益控制端輸入電壓范圍為±500mv，增益調節范圍為 40dB，當步進5dB時，控制端電壓需增大：
ADC匹配電路的電路圖如圖2所示。
本設計中使用的SD卡為MicroSD，也稱TF卡。MicroSD卡是一種極細小的快閃存儲器卡，主要應用于移動電話，但因它的體積微小和儲存容量的不斷提升，現在已經使用于GPS設備、便攜式音樂播放器、數碼相機和一些快閃存儲器盤中。MicroSD卡與SD卡一樣，有SPI和SDIO兩種操作時總線。SPI總線相對于SDIO總線接口簡單，但速度較慢。我們使用SDIO模式。MicroSD卡在SDIO模式時有4條數據線。其實，MicroSD在 SDIO模式時有1線模式和4線模式，也就是分別使用1根或4根數據線。當然，4線模式的速度要快于1線模式，但操作卻較復雜。本設計中使用的是SDIO 的4線模式。MicroSD卡的硬件連接圖如圖3所示。
觸摸屏電路
本設計在測量的通道和顯示設置上，除了使用按鍵設置，還使用觸摸屏進行設置。觸摸屏使用芯片TSC2046控制，其硬件連接圖如圖4所示。
在圖4中，TSC2046可以采集觸摸屏的點坐標，從而確定觸摸的位置，進行人機交互。STM32單片機通過SPI總線與TSC2046通信，可以得到觸摸信息。本設計使用觸摸屏進行測量通道數的設置和測量速度的設置。
STM32在速度、功耗方面性能都更加優越，并且STM32價格較低，在成本上也有優勢。適合于控制電子設備的設計。使用12位ADC，能夠滿足一定的測量精度，對于較高的測量要求，則需要使用更高精確度的ADC。但是使用高精度 ADC和DSP芯片，將很大的增加開發成本。本設計方案完成了多路電壓測量的各項功能，但是還需要在使用中檢測其穩定可靠性，以使設計更加完善。
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TOP2 運用AT89C205l智能檢測控制電路
采用AT89C205l單片計算機芯片設計制作了一個用于該開水器的“智能檢測控制電路”，可實時監控水箱水位和各組電熱管的工作狀態，一旦水箱水位異常或電熱管發生故障，均可自動完成保護動作并給出相應的聲、光報警信號，提示維修管理人員及時進行檢修。該電路具有結構簡單、制作容易、使用方便等優點。
AT89C205l“單片機”芯片IC1做為本電路的核心，C3和R3構成了簡易的上電自動復位電路。JT、C1、 C2與IC1的相關引腳構成了“單片機”的時鐘電路。IC1的 15個I/0口中僅使用了13個，其中，P1.1一P1.6作為控制面板各指示燈的輸出控制口，分別通過一只限流電阻，接至一只LED發光二極管的負極上，低電平有效，直接驅動LED顯示。P1.7為負載（電熱管）控制口，通過一只限流電阻接至光電耦合器GO1的2腳，其1腳接至+5V，當P1.7為高電位時，GO1和三相固態繼電器均截止，各電熱管不加電工作。當P1.7為低電位時，GO1和三相固態繼電器導通，各電熱管均加電工作。P1.0為報警信號控制輸出口，接至IC2的15腳。IC2的10-14腳與外圈元件接成了一個可控式音頻振蕩器，其15腳為控制端（高電平有效1，9腳為輸出端，輸出信號經IC3組成的音頻小功率放大器放大后驅動揚聲器發音。平時單片機的P1，0在軟件控制下輸出為低電平，則可控式音頻振蕩器處于停振狀態，故揚聲器中無聲。當電路需要發出音頻報警信號時，通過軟件控制，使單片機的P1.0斷續輸出高電平信號，則可控式音頻振蕩器就會斷續工作，使揚聲器發出嘀、嘀、喃的報警聲響。IC2的1-7腳組成了電熱管工作狀態監控信號電平轉換電路。電熱管工作狀態傳感器采用TAl420型，這是一種立式、穿芯、并可在印刷線路板上直接焊接安裝的小型精密交流電流互感器（HGQ1~HGQ3），具有全封閉，機械和耐環境性能好，電壓隔離能力強，外形美觀，精度高，采樣范圍寬，應用靈活等特點。
在使用時，要將各組電熱管中的一根電源引線從該組對應的電流互感器的穿芯孔中穿過，這樣，當各電熱管工作正常時，穿過各電流互感器的電熱管電源連線中就會有交流電流通過，由于互感作用，在各電流互感器的線圈端就會產生出互感的交流信號，該信號分別經Q1- Q3三組整流橋變換為高電平的直流信號電壓，分別接至IC2的2、4、6（7）腳，經IC2將高電平變換為低電平后分別從1、3、5腳輸出，接至單片機的 P3.4、P3.5、P3.70顯然，如果某組電熱管不工作，其對應的電流互感器就不會有感 應信號輸出，而IC2與其對應的輸出端也不會有低電平信號輸出，這樣，通過與軟件配合，即可對各電熱管的工作狀態進行準確識別并通過各對應的發光二極管給出相應的指示。DWI~DW3穩壓二極管主要起保護作用，用于防止電流互感器的輸出信號超過IC2的VCC工作電壓（+5V）而使IC2相關輸入端損壞。水位信號傳感器采用一只常通（水位正常時接通）型浮子式液位開關，由其串接在GO2的輸入控制回路中，GO2的輸出端接成“反相器”電路，從5腳輸出并被接至單片機的P3，3，通過與軟件配合，即可對水位狀態進行準確識別并通過對應的LED給出“缺水”報警的發光信號。
DSP芯片TMS320F2812泄漏電流測試系統電路設計
泄漏電流是指在沒有故障施加電壓的情況下，電氣設備中相互絕緣的金屬零件之間，或帶電零件與接地零件之間，通過其周圍介質或絕緣表面所形成的電流。也包括當人觸及電器設備時，由設備經過人體到達大地的電流或由設備經人體又回到設備的電流。它是衡量電器絕緣性好壞的重要標志之一，也是產品安全性能的主要指標。泄漏電流測試系統內部應當根據不同的標準，或者說最符合人體實際阻抗情況，具備一組或者幾組由特定阻抗值和滿足一定功率要求的電阻和電容組成的電路來模擬人體觸電。通過將人體阻抗網絡連接人體可能觸電的待測儀器部件，測量流過人體阻抗網絡的電流。測控系統由PC機、DSP芯片TMS320F2812控制系統以及外圍擴展功能電路、泄漏電流采集信號調理電路、DSP與PC通信接口電路構成，采集、計算、顯示和存儲進而分析被測儀器泄漏電流特征值。
高度放大與線性隔離電路的設計
按照對泄漏電流測試的最新標準要求，要求對50Hz～1 MHz的泄漏電流進行檢測。所以對放大器的頻帶范圍要求很高，本文選用低噪聲精密運算放大器HA7-5127-5，其通頻帶寬達8．5 MHz，滿足大于1 MHz的要求。前級電壓跟隨電路以及放大電路如圖3所示。
圖中，被測設備泄漏電流經過單一模擬人體阻抗網絡，將電流信號轉換成電壓信號，鉗形二極管電路起保護作用，防止正負電壓過高。后加跟隨放大器U1匹配阻抗和使信號穩定，放大器U2對微弱泄漏電流信號進行放大，通過RP1調整電路的放大增益，以便于觀察和采集。
在泄漏電流隔離數據采集電路中，需要隔離的信號有ADC控制信號（直流電平）、ADC工作時鐘信號（幾兆甚至更高頻率的信號），在這樣的應用條件下，如果用普通的光耦隔離器件，只能隔離直流或者低頻信號，所以采用光耦技術很難滿足對泄漏電流隔離的需求。而磁耦隔離器件不能傳輸低頻信號以及直流信號，且磁耦隔離對數字信號的傳輸性能較好，即使傳輸模擬信號，也會引起信號的失真，解決方法就是可以對需要傳輸的模擬信號進行電平抬高，使得模擬信號的最小電流值可以驅動隔離器件工作，才會保證被傳輸信號的不失真。另外一個解決的方法就是如果將需要傳輸的低頻信號調制到高頻載波上，再用磁耦合隔離電路隔離傳輸，在接收端再用解調電路提取出低頻信號，可以實現用磁耦合隔離電路傳輸低頻信號的目的。本文設計的新型磁耦合隔離電路不用調制和解調電路就可以實現低頻和直流信號的磁耦合隔離傳輸，而且電路結構簡單、功耗小，信號傳輸延遲很小。
電路說明：光耦U2用于正極性信號的隔離，光耦U3用于負極性信號的隔離。在隔離電路中，R2調節初級運放U1輸入偏置電流的大小，C3起反饋作用，同時濾除了電路中的毛刺信號，避免HCNR201的鋁砷化鎵發光二極管LED受到意外沖擊。R1可以控制LED的發光強度，從而對通道增益起一定的控制作用。HC-NR201是電流驅動，其工作電流要求為1～20 mA。由于是隔離雙極性信號，因此采用雙電源供電的HA7-5127-5運算放大器，其輸出電流可達25 mA。R3是采樣電阻，將光耦輸出電流轉變為電壓信號，與運放U1組成電壓跟隨電路，實現輸入輸出電路的阻抗匹配。在圖5線性光耦電路中，隔離電路的隔離電壓增益，該隔離電路的隔離增益只與電阻值R3，R2有關，與光耦的電流傳輸特性無關，從而實現了電壓隔離。
電平抬高電路的設計
由于TMS320F2812內部集成的A／D采樣范圍為0～3 V，在采集信號進行光耦隔離之前，可以調節放大器的增益，使被采集的電壓信號落到-1．5～+1．5 V范圍之內，然后設計一個+1．5 V的基準電壓源將被采集信號進行電平抬高，這樣就可以保證采樣信號在0～3 V的范圍內，電路如圖6所示。
實現了電平抬高的目的，Ui的取值范圍是-1．5～+1．5 V，Uo的取值范圍是0～3 V。此時被采集信號在0～3 V輸入電壓范圍之內，滿足要求。
TOP3 智能照明控制環境光測量與計時電路
戶外照明通常是由人工操作機械開關控制照明系統的打開或關閉。為了節省能源，您可能不希望整個晚上都在某個區域開啟照明系統，這種情況下，如果能夠精確地控制照明系統，在必要的時候自動打開或關閉照明系統，將會帶來更多的便利條件。利用控制器可以檢測環境光強，天黑時打開照明燈并保持一定的時間間隔，然后在指定時間自動關閉照明燈。早上，則對該過程進行反向操作。如果預定時間內環境光強仍低于預設的照明門限，系統將打開照明燈。環境光足夠亮時，系統將關閉照明燈。利用環境光傳感器（ALS）檢測、測量環境光強，據此設計智能化照明控制器并不困難。由于控制器配備實時時鐘（RTC），還可在規定的時間打開或關閉照明系統。本文介紹的管理系統可用于市電照明系統。
集成系統組件
本設計中的照明控制器利用ALS測量環境光亮度，目前市場上有兩種不同的ALS：一種輸出與環境光亮度成比例的模擬電壓，另一種提供數字輸出。本系統采用數字輸出ALS。控制器需要知道準確的時間，所以采用實時時鐘（RTC）?？紤]到可能發生斷電，所以時間信息需要備份電池。通過用戶界面設置時間和其它參數。這里的用戶界面包括兩個7段LED顯示器和一個按鈕。短按按鈕時，系統顯示時間和其它參數；長按按鈕時，可調整時間和參數。系統具有自動/手動開關，以使能手動控制照明燈。系統由市電供電，照明系統通過一個繼電器接通/斷開電源。系統的數字信號與市電采用電氣隔離。
人工操作模式下，自動/手動開關必須切換至手動位置。手動模式下，繼電器保持導通，照明系統由標準的墻上控制開關打開/關閉。手動/自動開關處于自動模式時，墻上控制開關必須打開，以確?？刂破髡９ぷ?。如果墻上開關未打開，控制器將無法控制照明。照明系統可能包含多盞照明燈。
圖3 系統原理圖
憑借現代化半導體技術，系統可按照預設方式測量環境光亮度并控制照明系統的開啟/關閉。本文介紹了如何設計可基于環境光和時間信息實現智能化照明管理的控制器方案，該系統理想用于市電照明系統。
采用NE555定時器環境濕度測試儀系統電路
濕度頻率轉換電路采用NE555定時器，成本低，性能可靠，只需要外接幾個電阻、電容，就可以實現多諧振蕩器、單穩態觸發器及施密特觸發器等脈沖產生與變換電路。本電路其與濕敏電容HS1100和電阻等構成多諧振蕩器，通過恰當設置電路中的電阻值，輸出方波，實現濕度監測量向頻率信號的轉換，通過頻率信號的高低我們就可以得知環境濕度是否正常?；鶞暑l率振蕩器和頻率電壓轉換器都采用十四位串行計數器CC4060，它采用CNOS制作工藝、標準DIP-8封裝的14位二進制串行計數／分頻器集成電路，振蕩器的結構可以是RC或晶振電路。CC4060復位端為高電平時，計數器清零且振蕩器使用無效；復位端為低電平時，由外接的振蕩定時元件控制產生一定頻率的信號，并可以輸出4分頻到 10分頻，12分頻到14分頻的脈沖信號。本電路的基準頻率振蕩器由CC4060及其定時元件組成，產生的頻率信號經 12分頻后送至D觸發器，為D觸發器提供時鐘脈沖。頻率電壓轉換器則利用的是CC4060的分頻功能，將NE555定時器輸出的頻率信號送至 CC4060，經12分頻后輸出至D觸發器輸入端，根據環境是否潮濕產生相應的電平，驅動D觸發器工作輸出控制電平。輸出控制電路可以根據實際需要采取相應的電路，本電路的輸出控制部分由三極管控制繼電器實現，D觸發器輸出的高電平，使三極管導通驅動繼電器動作，產生報警信號或驅動干燥電路工作，使環境濕度恢復到正常值范圍。
濕度監測及濕度頻率轉換電路
C是濕敏電容HS1100，容量會隨著環境濕度的變化而改變，使②腳和⑥腳的充放電時間常數發生變化，改變③腳的輸出信號的頻率，實現環境濕度的變化轉換為頻率的變化，由非電量轉變為電量。⑤腳外接電阻R3的阻值為910 kΩ，與集成電路內接的電阻5 kΩ相差很大，所以一般基準電壓就可以認為是電源電壓VCC，R1的阻值50 kΩ，濕敏電容常態下為180pF，R2的阻值一般為576 kΩ左右，可根據調試的需要串聯電位器，實現最佳的控制精度。由以上數值可算出③腳常態下輸出的脈沖周期T=（R1+2R2）Cln2，為0．15ms左右，則頻率在6 667 Hz左右，當環境濕度增大為90％RH時，頻率會減少到6 186 Hz左右，引起后續電路動作，實現增干和報警。
基準頻率振蕩器
基準頻率產生電路主要由十四位串行計數器CC4060實現，CC4060⑨⑩腳外接基準頻率定時元件，產生信號由腳送入CC4060，本電路C1為 0．01ΩF，R4為2．7 kΩ，RP1為4．7 kΩ電位器，通過調節電位器，可以產生周期為0．059 4 ms～0．162 8ms，頻率為16．8 kHz～6 kHz信號（f=1／2．2（RP1+R4）C1），此信號經12分頻后可以得到4 Hz～1．5 Hz的頻率，由①腳輸出，進入D觸發器CD4013③腳，為頻率電平轉換提供時鐘脈沖。Q1、Q2兩個三極管構成線與電路，正常工作時Q1或Q2有一個導通，則復位端腳為低電平，計數器正常工作，當⑦腳4分頻輸出和①腳12分頻輸出同時為高電平時，Q1和Q2同時輸出高電平，計數器清零，重新開始計數，這個電路主要保證監測電路工作一段時間（0．33ms～1 ms）自動清零一次，避免長時間出現數據錯誤影響電路正常工作。R5、R6一般都為10 kΩ，R7為47 kΩ，D1為1N4148，Q1、Q2為1015。
頻率電壓轉換電路
頻率電壓轉換電路主要由十四位串行計數器CC4060和四D觸發器CD4013組成，由NE555③腳送來的頻率信號，由CC4060 U2的腳送入計數器，經十二分頻后由①腳輸出，常態頻率為1．6 Hz，濕度增大到90％RH時，頻率降為1．5 Hz，送至D觸發器CD4013⑤腳，同時輸出高電平使Q3導通，鎖存進入的信號電平，阻止后面的脈沖信號再次進入CC4060 U2，防止出現干擾，D觸發器在CC4060 U1的時鐘脈沖（頻率為4 Hz～1．5 Hz）控制下，在CD4013①腳輸出高電平，控制繼電器工作，帶動報警或增干電路工作。D觸發器工作與否顯然取決于CC4060 U1送入的時鐘脈沖，U1和U2輸出的脈沖下限頻率是一樣的，這顯然無法控制D觸發器正常工作，這就需要我們在調試的過程中，輕微調節RP1，使 CC4060 U1輸出的時鐘頻率稍高于1．5 Hz，但低于1．6 Hz（對著濕敏電容吹氣增回濕度的方法調試），就能保證電路在常態時D觸發器不工作，當濕度超過90％RH時，D觸發器輸出高電平，驅動后面電路工作。 R9為2．2 kΩ，R10為10 kΩ，R11可以和R7合為一個電阻，Q3為1815。
輸出控制電路
輸出控制電路采用三極管驅動繼電器實現，將CD4013①腳輸出的電平信號送至NPN型三極管1815的基極。常態時，CD4013①輸出低電平，三極管截止，繼電器釋放；當濕度超過規定量時，CD4013輸出高電平，三極管導通，繼電器吸合，報警和增干電路工作。用濕敏電容HS1100、十四位串行計數器CC4060、D觸發器CD4013等組成的環境濕度測試儀，具有操作簡單，調試方便，體積小，精度高等優點，對于一般的電子愛好者都可以輕松調試成功。
TOP4 PCI總線集成電路測試儀接口電路
目前廣泛用于集成電路封裝測試的設備是由計算機軟件控制，通過接口總線與硬件設備通信，能夠代替測試人員的大部分勞動，也稱為自動化測試系統（ATE）。其工作原理是：在計算機中使用測試軟件編寫待測芯片的測試程序，編寫測試程序的過程就是利用程序語言實現對測試系統硬件資源的調度，將測試圖形應用于被測集成電路的管腳；使用測試軟件執行測試程序，這個過程需要計算機與測試系統進行通信，調用測試系統硬件電路的驅動函數，將控制命令經計算機的 I／O接口發送至測試硬件相應的端口；測試儀硬件接口經過譯碼電路譯碼之后驅動硬件動作實現既定的測試功能；測試的數據結果通過計算機的I／O接口返回；計算機對結果數據進行分析處理、按一定的標準進行判別，將測試結果進行顯示、控制分選機對被測器件進行分選。
PCI總線的信號定義
PCI總線的信號主要包括PCI總線信號、E2PROM接口信號和局部總線信號。主要信號的電路連接圖如圖所示。
E2PROM的控制信號
PCI總線接口芯片的配置信息需要通過E2PROM存儲并在沒備復位時加載。PCI9030的信號線 EECS，EESK，EEDI和EEDO是專門用于E2PROM的連接，本沒計選用的E2PROM是NM93CS66L，該芯片擁有一個4 KB容量的低電平串行存儲器，在對芯片PCI9030執行復佗操作時加載存儲信息，從而使PCI接口卡實現即插即用的功能。PCI9030與 NM93CS66L的電路連接如圖所示。
利用PCI專用接口芯片與FPGA結合可以實現PCI接口電路的簡化設計，縮短開發周期；SDK軟件開發包可以很輕松地完成PCI芯片的配置和調試，在 Windows XP操作系統中利用VC6．0軟件開發工具加載SDK中的API函數庫可以實現用于集成電路測試的PCI驅動程序的設計。通過該接口電路實現了利用PC軟件控制硬件電路完成IC測試的功能。
智能型電纜測試系統電路設計
智能型電纜測試系統采用單片機和工控機相結合的方案實現了， 經實際測試。詳細說明了基于單片機的硬件電路設計原理和工程應用方案 。 絕緣關系的測試電纜測試系統達到了設計要求，大幅度提高了洲試的效率和準確性。隨著航空設備自動化程度的不斷提高， 也很大程度地影響著設備的正常工作。由于多芯電纜芯數增多，其互聯關系也變得更復雜已 ， 這就要求電纜測試設備具備更多的測試點數。傳統的手動測試方法費時費力，準確性差， 本文提出了一種針對航空多芯電纜故障檢測的新方案 。 批量生產的需要 ， 經不能滿足工程化并闡述了系統構成和測試原理。
導通測試電路
由于導通電阻很小，一般為歐姆級，容易受到外界干擾的影響，惠斯登電橋的兩臂同時對電源的微小變化做出反應，將輸出信號送入差分放大器，從而消除了共模干擾，可以提高測試的準確性。其原理如圖3所示。
在圖3中：R1，R2和R3組成基準電路;R4，R5和Rx 串聯起來組成主測試回路。當待測電阻Rx 為零時，調整R1使電橋處于平衡狀態，即U1=U2，電路輸出約為零，同時產生基準比較電壓U1。在電路正常工作情況下，Rx 串聯進入電路后，電橋的平衡被打破，U2變小，U1和U2經過運放OP497的隔離后送入差分放大器INA145進行放大，放大后的電壓信號送入12位精度的MAX197進行采樣。
絕緣測試電路
對于絕緣測試電路而言，由于輸入測試電壓為500～1 000 V，對干擾不太敏感，所以絕緣測試電路采用相對簡單的電阻分壓法來實現。
在圖4中：Rx 為被測兩根導線間的絕緣電阻;Kat，Kab 分別是Rx 的輸入控制繼電器和輸出控制繼電器，由譯碼電路選通，二極管D1保護電源;R1，R2和R3組成分壓測試電路，R4 為限流電阻，C1 為了濾除雜波的干擾，測試回路的分壓值經運放后輸入放大電路;MAX6176為高精度低噪聲基準電源，經過分壓電路和跟隨器后為放大電路INA145提供基準比較電壓，INA145把放大后的信號送給MAX197進行采樣。
TOP5 智能化頻率特性測試儀系統電路
繼電器譯碼電路的作用是在單片機的控制下將1 536個測試點中的某兩個測試點接入相應的測試電路。比如譯碼電路選中測試點1的輸入繼電器Kat和測試點2的輸出繼電器Kab，外部的被測電纜通過這兩個測試點接入相應的測試電路，從而實現了導通或者絕緣測試。為了實現這樣的功能譯碼電路可以分為地址鎖存電路，輸入繼電器譯碼電路和輸出繼電器譯碼電路。以輸入地址鎖存電路為例，其原理如圖5，圖6所示。
單片機P0口作為數據總線將地址信號送給鎖存器74HC573，同時P2.4，P2.5，P2.6，P2.7驅動HC138譯碼器形成鎖存有效信號，使地址信號鎖存在74HC573，由于地址信號為11位，所以需要單機發送兩次地址信息。當11位地址準備完畢后，由單片機發送地址有效信號，將地址信號送給譯碼電路。
輸入繼電器譯碼電路和輸出繼電器譯碼電路具有相同的電路結構，以輸入繼電器譯碼電路為例，可以分為三級譯碼電路，每一級譯碼電路由總線隔離芯片 74HC245，3～8線譯碼器74HC138和其他邏輯控制電路組成。第一級譯碼電路由11位地址信號中AT10，AT09，AT08，AT07組成，負責選擇12塊單板中的某一塊;第二級譯碼電路由AT06，AT05，AT04，AT03組成，負責選擇某塊單板中的某一行;第三級譯碼電路由 AT02，AT01，AT00組成，負責選擇某塊單板中的某一列，這樣行列交叉就選中某一個測試點的輸入繼電器驅動電路，從而將該測試點接入了測試電路。地址信號在單板與單板之間經過74HC245的隔離，防止其驅動能力下降。
智能化頻率特性測試儀系統電路設計
傳統掃頻儀的信號源大多采用LC 電路構成的振蕩器，大量使用分立元器件來實現各功能，顯示部分采用傳統的掃描顯示器。因此傳統結構的掃頻儀不僅結構復雜、體積龐大、價格昂貴、操作復雜，而且由于各元件分散性大，參數變化容易受外部環境變化影響，精度不高。目前，以Agilent 等為代表的儀器生產廠家提供了多種高性能的頻率特性測試儀。但其產品主要集中在射頻、微波等高頻領域，中低頻段的產品相對缺乏。本文基于直接數字頻率合成（DDS）的技術思想，采用DSP 和FPGA 架構的現代數字信號處理技術，設計了一臺低成本，高度數字化和智能化的頻率特性測試儀，實現了對20 Hz~150 MHz 范圍內任意頻段的被測網絡幅頻特性和相頻特性測量和顯示，完成了數據存儲回放和傳輸，-3 dB 帶寬計算，峰值查找等功能。幅度檢測精度達到1dBm，相位檢測精度1°的指標。
控制與數據處理單元
ADSP-BF532和FPGA（EP1C3） 是控制與數據存儲處理單元的核心。DSP 通過PPI、SPI 和PF 接口與FPGA 進行雙向數據通信，實現鍵盤讀取，DDS 掃描，A/D 采集，LCD掃描等功能，通過UART 單元與計算機實現數據傳輸和遠程控制。FPGA 完成了TFT_LCD和VGA 同步顯示時序轉換、鍵盤掃描、SPI 通信和信號分配等功能。另外，DSP 通過EBIU單元連接AM29LV800和MT48L32M16分別作為程序與工作狀態存儲器和數據存儲與顯示緩存。
AD9958采用25 MHz 外部時鐘輸入，經內部PLL 倍頻后產生500 MHz 內核工作時鐘。輸出信號為兩路同頻的正弦和余弦信號。為避免數字噪聲對信號產生干擾，芯片的3.3 V 數字供電與模擬供電部分需采用型網絡隔離，并對模擬地接小電阻到地平面以隔離干擾。由于芯片輸出為電流信號，需采用51Ω上拉到1.8 V 轉換為電壓信號，經LFCN-160集成濾波器濾除高頻噪聲，并采用差分運放AD8312抵消共模噪聲。輸出信號電平范圍為-10~- 3dBm.AD9958信號輸出原理如圖5所示。儀器實現了對20 Hz~150 MHz 范圍內任意頻段的被測網絡幅頻特性和相頻特性測量、數據存儲、回放、峰值查找以及-3 dB 測量，Q 值查找等計算。由于大量采用大規模集成電路，不僅提高了系統的集成度，減小了體積，而目提升了儀器的性能和穩定性。實現了數字化、智能化、低成本。目前儀器已進人生產階段。
TOP6 環路供電型熱電偶溫度測量電路設計
本文為大家帶來的是一款14位4-20mA 環路供電型熱電偶溫度測量系統電路設計圖，該電路是一完整的環路供電型熱電偶溫度測量系統，使用精密模擬微控制器的PWM 功能控制4 mA 至20 mA 輸出電流。具有更高分辨率的 PWM 驅動4mA 至 20mA 環路的優勢，支持溫度范圍為?200° C 至+350° C 的 T 型熱電偶。
電路功能與優勢
圖1所示電路是一款完整的環路供電型熱電偶溫度測量系統，使用精密模擬微控 制器的 PWM 功能控制4 mA 至20 mA 輸出電流。
圖1. ADuCM360控制4 mA 至20 mA 基于環路的溫度監控電路
電路原理：本電路將絕大部分電路功能都集成在精密模擬微控制器 ADuCM360上，包括雙通 道24位Σ -Δ 型 ADC、 ARM Cortex ?-M3處理器內核以及用于控制環路電壓高達28 V 的4 mA 至 20 mA 環路的 PWM/DAC 特性，提供一種低成本溫度監控解決方案。 其中， ADuCM360連接到一個 T 型熱電偶和一個100Ω 鉑電阻溫度檢測器（RTD）。 RTD 用于冷結補償。 低功耗 Cortex-M3 內核將 ADC 讀數轉換為溫度值。 支持的 T 型熱電偶溫度范圍是?200° C 至+350° C，而此溫度范圍是4mA 至20mA。 本電路具有以更高分辨率的 PWM 驅動4mA 至20mA 環路的優勢。 基于 PWM 的輸出提 供14位分辨率。電路采用線性穩壓器ADP1720 供電，可將環路加電源調節至 3.3 V，為 ADuCM360、運算放大器 OP193和可選基準電壓源 ADR3412提供電源。
uPSD3234反射式紅外心率檢測儀電路設計
本文提出了一種基于uPSD3234的反射式紅外心率檢測儀的設計方案。方案以單片機uPSD3234作為系統的核心部件，采用匹配濾波等數字信號處理方法得到心率數據，將微電子技術與生物醫學工程技術緊密地結合在一起，達到 了方案設計的要求，實現了對人體心率的測量。脈搏波源于心臟搏動并由心臟向外周動脈傳播。它所呈現出的形態、強度、 速率和節律等綜合信息， 很大程度上反映出人體心血管系統中許多生理病理的血 液特征。心率是一項重要的生理指標。它是指單位時間內心臟搏動的次數， 是臨 床常規診斷的生理指標。為了測量心率信號，有許多技術可以應用，例如：血液測量，心聲測量，ECG 測量等等。本文探討利用血液的高度不透明性及組織與血液透光性的極大 差異，通過光電脈搏傳感器獲取脈搏信號，經過模-數轉換（A/D）后，采樣數據經數字化分析處理，以實現對人體心率的測量。
心率信號采集預處理電路
脈搏信號采集預處理電路主要是將脈搏波轉換成電信號， 并進行初步高頻濾 波預處理。 其關鍵部分就是光電式脈搏傳感器。 光電式脈搏傳感器按光的接收方 式可分為透射式和反射式兩種。 反射式不僅可以精確測得血管內容積變化， 而且在實際應用中反射式只需將傳感器接觸身體任何部位， 當照射部位的血流量隨心臟跳動而改變時， 紅外線接 收探頭便接收到隨心臟周期性地收縮和舒張的動脈搏動光脈沖信號， 從而采集到 心臟搏動信號。
本設計采用了反射式紅外傳感器。光電式脈搏傳感器采用紅外對 管 KP-2012F3C 和 KP-2012P3C，反射式排列。 KP-2012F3C 具有良好的表皮 照明度，電流一般設在20mA，亮度由軟件通過 PWM 電流來進行控制，這樣能 夠使紅外 LED 工作在飽和區域，發出穩定光強的光。KP-2012P3C 晶體管采 用交流耦合結構來增強對微弱信號放大。 經晶體管 檢測出來的信號采樣時分兩路。 一路是直流信號線路。 它是晶體管輸出經射隨輸 入單片機的 A/D 轉換通道口0， 可用來檢測晶體管是否處于有效工作狀態； 另一 路是交流信號線路。 它是先經一射極跟隨器輸入到兩級濾波成形電路然后再輸入 單片機的 A/D 轉換通道1.該濾波 電路為兩級帶通濾波電路， 由于脈搏波的頻譜 蘊含豐富病理信息，特別是在5~40Hz 這個區間的頻譜攜帶了大量與冠心病病 變有關的信息，故考慮到今后功能的 擴展，預處理電路的上下限頻率設計為48Hz 和0.86Hz。
激光檢測指示裝置系統電路設計
激光在工業中應用比較廣泛，以往在測量和指示領域中往往通過肉眼來觀察其作用效果。下面介紹一種裝置，使其能檢測激光（紅光650nm），并通過相關的電子線路用指示燈報警、指示，從而代替人眼，提高測量和指示精度。
激光及其電路
本設計對激光器的要求是性價比要高，能夠發射650nm 的紅光。綜合考慮到：半導體激光器技術成熟較早、發展較快，它的波長范圍寬，制作簡單、成本低，并且體積小、質量輕、壽命長，因此選用了半導體激光器。由于設計初期考慮此項目是應用到齒輪校正上，因此選用了毫瓦級的一字線式半導體激光器。
半導體激光器的運行與驅動電源有很大的關系，瞬態的電流或電壓尖峰等許多因素都很容易損壞激光器。設計了一個電源檢測電路，利用了maxim 公司的MAX810。MAX810是一種單一功能的微處理器復位芯片，用于監控微控制器和其他邏輯系統的電源電壓，它可以在上電、掉電和節電情況下向微控制器提供復位信號。當電源電壓低于預設的門檻電壓時，器件會發出復位信號，直到在一段時間內電源電壓又恢復到高于門檻電壓為止，MAX810有高電平有效的復位輸出。MAX810的閾植電壓為2.63V，它是針對3V 電源設計的。當電源電壓下降到低于復位閾值時就會產生復位信號，這個復位信號會一直保持到至少在140ms 中電源電壓高于閾值電壓，之后復位信號釋放。這段延遲時間幫助在電源電壓不穩定的情況下保證有效的復位信號。電路如下圖所示。
TOP7 檢測電路與信號處理電路
檢測電路由兩部分組成：子檢測電路和主檢測電路。子電路通過帶狀線與主電路連接在一起。最多可連接四個子電路。子檢測電路主要是光電三極管電路。當光照在光電三極管基區時，產生電子空穴對，電子被加有反向偏壓的收集區內部強電場掃入收集區，形成較大的收集極電流，同時在與它串聯的電阻上形成壓降的變化。電路如下圖所示。
主檢測電路是由555集成電路組成的信號檢測電路和由SC2262組成的無線發射電路組成。信號檢測電路如下圖所示。
本部分電路所用電源為9V，因此當輸入信號小于3V 時，輸出高電平：當輸入信號大于6V 時輸出低電平。同時驅動三極管并把信號發送給無線發射電路。其中圖中C1、Dl、R1組成復位電路，在接通電源的一瞬間，電容C1相當于短路，即第4腳為低電平，不管2腳和配對使用，最多有12位三態編碼。電路具有省電模式，可用于無線電和紅外線遙控發射等應用。設計中應用的發射模塊能發送四位數據給接收端。
信號處理及指示電路
本電路包括電源、無線接收、信號處理、狀態指示四部分組成。由于本部分電路應用5V 電源，因此應用到DC/DC 變換器，把3V 變為5V。MAX641是美國MAXIM 公司生產的升壓型DC/DC 變換器，MAX641的功耗電流小于135μA，而同時其轉換效率卻高達80%。電路如下圖所示。
該電路由開關功率管V1、存貯電感L 和續流二極管D7所組成。通過芯片內部的誤差比較器同內部振蕩器協同工作，使N-溝道功率MOSFET 開合，使電感存儲釋放能量，使輸出電壓固定為5V。同時電路有低電壓指示電路。當電壓低于設定值時D8發光。無線接收電路是由SC2272及其附屬電路組成的，接收四位數據。然后把數據傳送給信號處理電路。信號處理電路是由數字邏輯電路組成的。設四位數據分別為A、B、C、D．使邏輯電路完成一個功能，當一位數據有效時Y1高電平；當二位數據有效時Y2高電平；當三位數據有效時Y3高電平；當四位數據有效時Y4高電平。此功能可以檢測光電三極管有效的位數，以此來確定被測物體狀態。
TOP8 抗干擾定型機數據采集器系統電路設計
電源電路的抗干擾設計
定型機由十多臺電機構成，對供電電網會造成較大的波動，對數據采集器的干擾較大。為了防止供電電源對數據采集器的干擾，應該在供電電源與數據采集器之間加入交流穩壓器，使得數據采集器的供電電源處于穩定狀態。定型機為感性負載，在電源中會有高頻干擾信號，因此還要在電源電路中加入如圖2所示的平行濾波器，消除高頻干擾信號通過電源線路對數據采集器的干擾。
另外為了防止數據采集器中的模擬電路、數字電路和單片機之間通過電源進行相互干擾，采取了對上述三大部分電路進行獨立供電的方式，如圖3所示。
數字信號采集端的抗干擾設計
數據采集器需要采集的車速信號、上下超喂信號、風速等直接由變頻器輸出，導致信號的干擾非常的嚴重。經過測定，有效信號的峰峰值在4V 到12V 之間改變，頻率在幾百赫茲到兩千多赫茲改變。干擾信號的峰峰值在1V 到4V 之間改變，頻率在5KHZ 左右。
干擾信號和有效信號還有另外一個特點，那就是干擾信號和有效信號會隨著車速、風速的快慢而改變?？垢蓴_的方法如圖4所示，首先由RC 組成的低通濾波器濾除高頻干擾信號，并對輸入信號的幅值進行限幅與整形，再由光電隔離器件實現數據采集器與變頻器之間的隔離，從而實現數字信號通道的抗干擾要求。
模擬信號采集端的抗干擾設計
數據采集器需要采集的模擬信號為溫度信號，對于模擬信號的抗干擾處理常常采用隔離放大器，如變壓器隔離放大器和線性光耦隔離放大器等，該數據采集器應用了線性光耦隔離放大器。線性光耦的隔離原理與普通光耦沒有差別，只是將普通光耦的單發單收模式稍加改變增加一個用于反饋的光接受電路用于反饋。這樣，雖然兩個光接受電路都是非線性的，但兩個光接受電路的非線性特性都是一樣的，就可以通過反饋通路的非線性來抵消直通通路的非線性，從而達到實現線性隔離的目的，電路如圖5所示。
A/D 變換與D/A 變換干擾
數據采集器中，需要將模擬信號轉換為數字信號，即A/D 變換。有時也需要將數字信號變為模擬信號即D/A 變換。當A/D 或D/A 芯片的分辨率越高時，變換后的干擾越明顯。特別是A/D 變換過程中，如果沒有針對性的抗干擾處理，采樣得到的數字信號將會是無用的干擾信號。解決此干擾的方法：一是對輸入A/D 轉換芯片的模擬信號進行低通濾波，去除高頻干擾；二是將A/D 或D/A 轉換芯片的基準電壓輸入端與高穩定性的基準穩壓電源輸出端相連接，如圖6所示，高穩定性的基準電源芯片AD586的輸出與D/A 變換芯片AD7545K 的VREF 引腳相連接。注意，一定不要將A/D 或D/A 轉換芯片的基準電壓輸入端直接接電源，那樣會產生很大的干擾。
定型機數據采集器工作在電磁環境非常復雜的場所，為了保證數據采集正確、通信無誤，必須進行抗干擾技術處理。本文對定型機數據采集器干擾信號的主要來源進行了分析，硬件方面對抗干擾技術進行了研究與實現。實踐證明，本文提到的抗干擾措施是行之有效的，它保證了定型機數據采集器的正常運行。
TOP9 太陽能環境參數測試儀的系統電路設計
為了確保太陽能發電系統能夠正常的工作，需要對太陽能發電系統的各項環境參數進行測量，從而有效地控制其運行。本文介紹了一種基于單片機的太陽能參數測試儀，提供了3種參數的測量功能和通信接口，以及2種供電方式，既可作為手持設備使用，又能安裝在發電系統中，具有較高的實用價值。該測試儀以 AT89S52單片機為核心，外接溫濕度傳感器SHTll、照度傳感器TSL2561、四位共陰數碼管、RS485總線通信接口以及顯示切換按鍵。單片機上電工作后，對當前溫度、濕度、光強度進行實時測量，通過按鍵切換將測得的3種參數通過LED 數碼管進行輪流顯示；此外，還可以通過RS485總線與PC 機進行通信，將參數值傳送到上位機，以達到遠程監測的目的。
測量模塊
溫度和濕度測量采用的是SHTll 傳感器。該傳感器采用獨特的CMOsens TM 技術，將溫濕度傳感器、信號放大處理、A／D 轉換、I2C 總線全部集成在一塊芯片上，可直接與單片機接口。該芯片采用數字式輸出，為編程提供了方便。光照度測量選用的是TAOS 公司生產的TSL2561光強度傳感器。它具有數字式輸出端口和標準I2C 總線接口，涵蓋1～70 000 lx 的寬照度范圍，非常適合戶外環境下光照強度的測量，適用于太陽能發電系統。圖2為傳感器與AT89S52單片機的接口電路設計。
電源模塊提供了2種供電方式：
?、佼敎y試儀作為手持設備使用時，可直接使用3．6V 鋰電池，經過DC—DC 電壓轉換芯片MAX756將電壓升至5 V 后為單片機和外設供電。②當測試儀作為固定設備安裝在太陽能發電現場時，可以采用太陽能供電。太陽能電池產生的12 V 電壓通過穩壓芯片LM7805后，得到穩定的5 V 電壓輸出，輸出電壓既可以為測試模塊供電還可以通過充電電路為鋰電池充電。圖3是電源模塊的硬件原理圖。
充電電路
充電電路的核心器件采用專用充電芯片CN3058，它可以對單節磷酸鐵鋰可充電電池進行恒流／恒壓充電。該器件內部集成有功率晶體管，使用時不需要設計外圍電流檢測和保護電路，適用于便攜式的應用領域。圖4為鋰電池充電電路。其中LEDl 和LED2分別作為充電中和充電飽和兩種狀態的指示燈，R1在充電時起限流保護的作用；電容C1和C2采用的是多層陶瓷電容器（MLCC），能保證充電電路穩定工作。
TOP10 MSP430單片機熱敏電阻溫度測量系統電路
通信模塊
測試儀通過RS485工業總線與PC 機進行通信，其硬件接口電路如圖5所示。
經實驗測試，該環境參數測試儀溫度測量顯示精度可以達到0.1℃，濕度精確到0.1%，照度可以精確到11x。由于主要器件均為I2C 數字接口，故本測試儀還有結構簡單、易維護、可擴展性強等特點，具有很高的實用價值；另外，獨特的雙電源供電方式更擴展了它的適用范圍。
MSP430單片機熱敏電阻溫度測量系統電路設計
測量溫度一般采用熱敏電阻做傳感器，測量的方法有R—V 轉換電壓測量法和R—F 轉換頻率測量法。這兩種方法的電路復雜且成本高，電路中很多元器件直接影響測量精度。本文論述一種類R—F 轉換頻率的測量法，用NE555定時器和熱敏電阻等器件構成振蕩器，由MSP430單片機的捕獲功能來捕獲多諧振蕩器輸出信號的高低電平并計數，熱敏電阻 Rt 與捕獲高低電平時的計數值的差值成正比關系。
MSP430單片機計數法測溫原理
以NE555定時器為核心組成典型的多諧振蕩器，把被測熱敏電阻Rt 作為定時元件之一接入電路中，NE555定時器輸出引腳接MSP430單片機的P1．2腳（Timer_A：捕獲、CCIlA輸入引腳）。系統電路如圖3所示。
由上述測量原理可知，誤差主要來源為：R1、R2精度，單片機的定時器和電容器的精度以及穩定度。這里選用高精度（士O．001％）、溫度系數小于土 O．3×10-6／℃的精密金屬箔電阻器。因此當選用高精度、高穩定度的電容器，且單片機的工作頻率足夠高，就可以得到較好的測溫精度。
由測量原理知：被測電阻的阻值越大，測量誤差越小。筆者已應用該方法設計出一款溫度計，測量范圍為一10～80℃，分辨率達到O．01℃，誤差在O．3℃ 以內。該設計充分利用了MSP430單片機的捕獲功能和低功耗功能，使得電路功耗低、電路簡潔、價格低廉、精度高。
AT89S52單片機超聲波測距系統電路設計
超聲波是一種頻率在20KHz 以上的機械波，在空氣中的傳播速度約為340 m／s（20°C時）。超聲波可由超聲波傳感器產生，常用的超聲波傳感器兩大類：一類是采用電氣方式產生超聲波，一類是用機械方式產生超聲波，目前較為常用的是壓電式超聲波傳感器。由于超聲波具有易于定向發射，方向性好，強度好控制，對色彩、光照度不敏感，反射率高等特點，因此被廣泛應用于無損探傷，距離測量、距離開關、汽車倒車防撞、智能機器人等領域。
本設計的整體框圖如圖所示，主要由超聲波發射，超聲波接收與信號轉換，按鍵顯示電路與溫度傳感器電路組成。超聲波測距是通過不斷檢測超聲波發射后遇到障礙物所反射的回波，從而測出發射和接收回波的時間差T，然后求出距離 S=CT／2，式中的C 為超聲波波速。在常溫下，空氣中的聲速約為340m／s。由于超聲波也是一種聲波，其傳播速度C與溫度有關，在使用時，如果溫度變化不大，則可認為聲速是基本不變的。因本系統測距精度要求很高，所以通過對溫度的檢測對超聲波的傳播速度加以校正。超聲波傳播速度確定后，只要測得超聲波往返的時間，即可求得距離。這就是超聲波測距系統的基本原理。
超聲波信號的發射與接收電路
發射部分電路如圖3所示，主要由脈沖調制信號產生電路，隔離電路以及驅動電路組成，用來為超聲波傳感器提供發送信號。脈沖調制信號產生電路中通過單片機對555定的復位（RESET）端的控制，使555定時器分時工作從而生產生脈沖頻率為40KHz，周期為30ms 的脈沖調制信號，信號波形如圖2所示，本設計中一個周期內發送10個脈沖信號。隔離電路主要是由兩個與非門組成，對輸出級與脈沖產生電路之間進行隔離。輸出級由兩個通用型集成運放TL084CN 組成，由于超聲波傳感器的發射距離與其兩端所加的電壓成正比，因此要求電路要產生足夠大的驅動電壓，其基本原理就是一個比較電路，當輸入信號大于2．5V 時，運放A 的輸出電壓VA=+12V，運放B 的輸出電壓VB=-12V，當輸入信號2．5V 時，運放A 的輸出電壓VA=“-12V”，運放B 的輸出電壓VB=+12V，所以在超聲傳感器兩端得到兩個極性完全相反的對稱波形， 即VB=-VA ， 所以加在超聲波傳感器兩端的電壓V=VA-VB=2VA，其兩端的電壓可達到24V，從而保證超聲波能夠發送較遠的距離，提高了測量量程。
TOP11 放大電路與帶通濾波電路
接收部分的電路由放大電路，帶通濾波電路以及信號變換電路組成。放大電路和帶通濾波電路如圖4所示。由于超聲波信號在空氣中傳播時受到很大程度的衰減，所以反射回的超聲波信號非常的微弱，不能直接送到后級電路進行處理，必須將信號放大到足夠的幅度，才能使后級電路對它進行正確的處理。前置放大電路是由集成運放組成的自舉式同相交流放大電路，具有很高的輸入阻抗，C5，C6，C7為隔直電容，R5，R6，R7為偏置電阻，用來設置放大器的靜態工作點。帶通濾波器采用二階RC 有源濾波器，用于消除超聲波傳播過程中受到的干擾信號的影響。
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該電路為二階壓控電壓源帶通濾波電路，圖中RW，C10 組成低通濾波網絡，C9和R12組成高通濾波網絡，兩者串聯組成了帶通濾波電路。集成運放和電阻R9，RlO 一起組成同相比例放大器，為了使電路能夠穩定工作，必須保證同相比例放大器的增益，帶通濾波器的中心頻率ω0=40kHz，電路參數可通過 AV=1+R9／R10和ω0=1／R12C2（1／RW+1／R13）確定。經過帶通濾波后的信號經專用儀表放大器AD620進行放大，然后送到信號變換電路，信號變換電路主要將接收到的包絡信號變換成單片機的中斷觸發信號。由包絡檢波電路，電壓比較器和RS 觸發器組成。包絡檢波電路由二極管D3，電阻R19，和電容C13組成。經過包絡檢波得到的信號如圖6中的V2所示。電壓比較器由集成運放和電容電阻組成，為了消除發送探頭的干擾信號，我們將單片機P1．2輸出的信號加到電壓比較器的同相端，它的波形是250μs 的高電平，和29750μs 低電平的方波，通過二極管D3將P1.2和比較器的正向端隔離。當P1．2輸出高電平時，通過二極管對電容C14充電，由于二極管是正向導通的，所以充電很快，當P1．2輸出為低電平時，二極管反向截止，電容通過電阻RW 和R21放電， 由于總電阻比較大，所以放電很緩慢，波形如圖6中V3所示，從圖中可看出，在沒有收到返回信號時，比較器輸出高電平，如果收到返回信號，比較器便輸出低電平，輸出波形如圖6中Vo 所示，通過這種方法就可以消除發射探頭對反射回的信號的干擾。
信號變換電路
在發送端發送超聲波信號時，P1．2輸出高電平，經過反相器后，變為低電平加到觸發器的R 端，因為沒收到反射信號之前，電壓比較器輸出為高電平，所以基本RS 觸發器的輸入分別為，R=O，S=l，為0態，即Q=0，Q=1，Q 的信號加到單片機的中斷輸入端，因為單片機的中斷為下降沿觸發，輸入為高電平，不產生中斷。當發送完畢時，P1．2輸出低電平，經反相器，變為高電平送到觸發器的R 端，沒有收到反射回的信號時，電壓比較器輸出仍為高電平，所以基本RS 觸發器的R=“1”，S=1，為保持狀態，即Q=1，Q=0，也不產生中斷。當接收到反射回的信號時，電壓比較器輸出低電平，因此，基本RS 觸發器的輸入端R=“1”，S=0，觸發器工作在0態，即Q=O，Q=1。單片機的中斷輸入端的電平由高電平變為低電平，從而使單片機產生中斷。
單片機的外圍電路圖如圖7所示，顯示電路由單片機控制七段數碼管進行顯示，采用數字溫度傳感器DS18820對環境溫度進行檢測，從而對超聲波的傳播速度進行溫度補償，提高測量精度。兩個按鍵用于控制測量的開始與停止以及距離與溫度顯示的切換。
本系統由于發射功率和超聲波發射探頭的原因，測量距離在10cm 到500cm 之間，在近距離測量和遠距離測量時存在誤差較大，在50cm 和200cm 之間測量時精度最好，誤差不大于1cm。在本設計中由于超聲波發射周期為10個25μs 的方波，因此發射時間為T=250μs，已知常溫下聲速C 為340m／s，可知S=CT／2=250μs／2=8．5cm，因此確認測距盲區為9cm。即當測量距離小于9cm 時不能正確測量。
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