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電路功能與優勢
圖1所示電路是一款魯棒且靈活的環路供電電流變送器，可將壓力傳感器的差分電壓輸出轉換為4 mA至20 mA電流輸出。
該設計針對各種橋式電壓或電流驅動型壓力傳感器而優化，僅使用了4個有源器件，總不可調整誤差低于1%。環路電源電壓范圍為12 V至36 V。
該電路的輸入具有ESD保護功能，并且可提供高于供電軌的電壓保護，是工業應用的理想選擇。
圖1. 魯棒的環路供電壓力傳感器信號調理電路，具有4 mA至20 mA輸出
（顯示為傳感器電壓驅動模式），原理示意圖：未顯示所有連接和去耦
電路描述
該設計提供完整的4 mA至20 mA變送器壓力傳感器檢測解決方案，整個電路由環路供電。有三個重要的電路級：傳感器激勵驅動、傳感器輸出放大器和電壓-電流轉換器。
電路所需總電流為1.82 mA（最大值），如表1所示。因此，可在不超過4 mA最大可用環路電流的情況下使用電橋驅動電流高達2 mA的壓力傳感器。
傳感器激勵驅動
需使用電壓驅動或電流驅動，具體取決于所選壓力傳感器。該電路使用一半的ADA4091-2（U2A），并通過開關S1選擇不同配置，支持兩種選項之一。開關S1提供其中一種驅動選擇。
激勵：電壓驅動配置
圖2顯示S1的電壓驅動配置，S1位于PCB上標有VOLTAGE DRIVE處（完整電路布局和原理圖參見CN0289設計支持包：http://www.analog.com/CN0289-DesignSupport）。
圖2. 傳感器電壓驅動配置（RBRIDGE=5kΩ、VDRIVE=10V
電壓驅動電路通常配置為10 V電橋驅動電壓。在該模式下，允許的最小電橋電阻為：
對于低于5 kΩ的電橋電阻而言，可通過移除R6并使用緩沖器配置，將驅動電壓降低至5 V。
通過下式選擇合適的R6，便可獲得驅動電壓的其他值：
其中：
請注意，環路電壓VLOOP應至少比電橋驅動電壓高0.2 V，以便讓U2A具有足夠的裕量。
激勵：電流驅動配置
通過將S1移動至PCB上標有CURRENT DRIVE的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅動配置。
圖3. 傳感器電流驅動配置（RBRIDGE = 3 kΩ）
在電流驅動模式中，必須保留最大允許的2 mA電橋驅動電流。電路配置為R4 = 2.49 kΩ且IDRIVE = 2 mA。使用下式選擇 R4值，可獲得較低的 IDRIVE值：
通過下式可計算驅動電壓VDRIVE：
U2A電源需要0.2 V裕量，因此：
在圖3中，RBRIDGE = 3 kΩ、IDRIVE = 2 mA、 VDRIVE = 11 V、VLOOP ≥ 11.2 V。
該電路選擇運算放大器ADA4091-2，因為它具有低功耗（每個放大器250 μA）、低失調電壓（250 μV）以及軌到軌輸入輸出特性。
電橋輸出儀表放大器以及增益和失調電阻選擇
電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器（4.02 kΩ、1 nF） 以及帶寬為2 kHz的差模濾波器（8.04 kΩ、10 nF）濾波。
AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 （0.1%，B級）、低失調（G = 50時58μV，B級；G = 50時112μV， A級）、出色的增益非線性度（75 ppm = 0.0075%）以及軌到軌輸出特性。
AD8226儀表放大器以系數50 V至5 V放大100 mV FS信號，增益設置電阻R3 = 1.008 kΩ。增益G和R3的關系如下：
其中G = 50，R3 = 1008 Ω。
輸出零值環路電流ILO = 4 mA：
由于R10與R8之比為100:1
合并最后兩式可得：
ILO= 4 mA時，AD8226輸出為0 V；失調電阻R12可計算如下：
若VOUT= 5.00 V，則輸出環路電流ILH = 20 mA， 因此：
流經R12的電流為：
流經R9的電流為：
R9值可通過下式計算：
實際使用時，R3、R12和R9的計算值將不作為標準值提供，因此電路所用的實際值將產生固定誤差。這些誤差可通過下式計算。
電阻R3、R9和R12產生的增益、失調和總誤差測量值，以 %FSR表示（其中，FSR = 16 mA）：
零電平輸出（4 mA）時的總誤差不受增益誤差影響。
而滿量程輸出（20 mA）時的總誤差可計算如下：
滿量程誤差 = 增益誤差 + 失調誤差
實際電路中，必須選擇最接近EIA標準的0.1%電阻，因此可得前文所述的固定增益和失調誤差?？墒褂脙蓚€0.1%電阻組合，以便更接近計算值。例如，下列0.1%電阻的串聯組合非常接近計算值：
R3 = 1 kΩ + 8.06 Ω = 1008.06 Ω （計算值 = 1008 Ω）
R9 = 30.9 kΩ + 655 Ω = 31.555k Ω （計算值 = 31.56 kΩ）
R12 = 124 kΩ + 2.26 kΩ = 126.26 Ω （計算值 = 126.25 Ω）
這些組合的誤差計算如下：
失調誤差 = ?0.008% FSR
增益誤差 = +0.010% FSR
滿量程誤差 =
然而在某些情況下，電阻供應商甚至連標準0.1%電阻值都無法提供，因此需進行替換。
例如，EVAL-CN0289-EB1Z 評估板提供的電阻值如下：
R3 = 1000 Ω（計算值 = 1008 Ω）
R9 = 31.6 kΩ（計算值 = 31.56 kΩ）
R12 = 124 kΩ（計算值 = 126.25 kΩ）
根據評估板提供的數值，電阻值引起的誤差可計算如下：
失調誤差 = +0.45% FSR
增益誤差 = +0.66% FSR
滿量程誤差 = +1.11% FSR
基準電壓
使用ADR025 V基準電壓設置電橋的驅動電壓或電流，以及設置4 mA零電平失調。其初始精度為0.1%（A級）、0.06% （B級），并且具有10 μV p-p電壓噪聲。此外，它將采用高達 36 V的電源電壓工作，且僅消耗1 mA（最大值），是環路供電應用的理想選擇。
基準電壓
通過強制數值大小為信號分量（I9） 和失調分量（I12）。 之和的電流流過R10，即可產生4 mA至20 mA輸出電流。電流I10 = I9 + I12）在R10兩端產生電壓，該電壓通過U2B和Q1施加于感測電阻R10。流經R8的電流是流經R10電流的100倍。因此，環路電流ILOOP可由下式算得：
選擇的R8 （10 Ω）和R10 （1 kΩ）數值要能夠輕松得到0.1%容差。
為了讓電路正常工作，電路電流I ICIRCUIT
受U2B輸出控制的雙極性NPN晶體管產生環路電流，并且增益應當至少為300，以便最大程度減少線性誤差。其擊穿電壓應至少為50 V。
輸出晶體管Q1是一個50 V NPN功率晶體管，25°C時功耗為 1.1 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環路負載電阻且 VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的 Q1功耗為0.68 W。
驅動電路板的電源電壓VLOOP取決于環路電源VLOOP_SUPPLY環路負載R7和環路電流 ILOOP. 這些數值的關系如下：
若要使電路正常工作，電源電壓VLOOP必須大于7 V，以便為 ADR02基準電壓源提供充分的裕量。
因此，
對于20 mA最大環路電流以及R7 = 250 Ω
最小環路電源電壓同樣取決于電橋的驅動電路配置。在VDRIVE= 10 V的電壓驅動模式下，電源電壓VLOOP必須大于 10.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量（見圖2）。
在電流驅動模式下，電源電壓VLOOP必須大于11.2 V，這樣 U2A才能保持足夠的裕量（見圖3）。
環路電源電壓限值為36 V（最大值）。
有源元件的誤差分析
表2和表3分別表示系統中因有源元件造成的AD8226 和 ADR02的A、B級最大誤差及rss誤差。請注意，運算放大器ADA4091-2僅在一種等級水平下可用。
總電路精度
對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設每個關鍵電阻對總誤差貢獻都相等。5個關鍵電阻是R3、R8、R9、R10 和R12。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.5%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為0.1√5 = 0.224%。
由于有源器件（A級）造成的誤差，需要在之前的最差情況誤差之上增加0.5%的最差情況電阻容差誤差：
失調誤差 = 0.29% +0.5% = 0.79%
增益誤差 = 0.15% + 0.5% = 0.65%
滿量程誤差 = 0.44% + 0.5% = 0.94%
這些誤差假定選用理想電阻，因此誤差僅來源于其容差。
雖然電路允許具有1%或更低的總誤差，若要求更佳的精度，則電路需具備失調和增益調節能力。針對4 mA輸出和零電平輸入，可通過調整R12來校準失調，然后針對滿量程100 mV輸入，通過改變R9調節滿量程。這兩項調節是相互獨立的；假定首先進行失調校準。
電路的實際誤差數據見圖4?？傒敵稣`差（%FSR）通過將理想輸出電流與測量輸出電流的差除以FSR （16 mA），然后將計算結果乘以100即可算出。
請注意，0 mV與1 mV輸入之間的誤差由AD8226輸出級飽和電壓導致，且電路在負載條件下的誤差范圍為20 mV至 100 mV。所有軌到軌輸出級均受限于其通過飽和電壓（雙極性輸出）或導通電阻（CMOS輸出）達到供電軌的能力。
若輸出飽和電壓引起的誤差導致某些問題的產生，則來自電橋的輸入信號可通過在+5 V基準電壓與電橋輸出的其中一側之間連接一個適當的電阻而進行偏置。
圖4. 輸出電流（%FSR）的總誤差與電橋輸出的關系（3 kΩ電橋，24 V環路電源）
工商網監
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