電路功能與優(yōu)勢

　　圖1所示的參考設(shè)計(jì)是一款高分辨率、寬帶寬、高動(dòng)態(tài)范圍的、IEPE （Integrated Electronics Piezoelectric）兼容接口數(shù)據(jù)采集（DAQ）系統(tǒng)，其與ICP? （IC Piezoelectric）/IEPE傳感器接口。IEPE傳感器最常用于振動(dòng)測量應(yīng)用，但也有很多IEPE傳感器用于測量溫度、應(yīng)變、沖擊和位移等參數(shù)。

　　本電路筆記聚焦于該解決方案的振動(dòng)應(yīng)用，尤其是狀態(tài)監(jiān)控領(lǐng)域，但儀器儀表和工業(yè)自動(dòng)化領(lǐng)域也有大量應(yīng)用以類似方式使用IEPE傳感器，并且由類似的信號(hào)鏈提供服務(wù)。

　　具體而言，狀態(tài)監(jiān)控使用傳感器信息來幫助預(yù)測機(jī)器狀態(tài)的變化。跟蹤機(jī)器狀態(tài)的方法有很多，但振動(dòng)分析是最常用的方法。通過跟蹤振動(dòng)隨時(shí)間的分析數(shù)據(jù)，可以預(yù)測故障或失效以及故障源。

　　工業(yè)環(huán)境需要穩(wěn)健可靠的檢測方法，這給振動(dòng)檢測增加了難度。了解機(jī)器的狀況有助于提高效率和生產(chǎn)率，并使工作環(huán)境更安全。

　　市場上大多數(shù)與壓電傳感器接口的解決方案都是交流耦合式，缺乏直流和亞赫茲測量能力。 CN-0540參考設(shè)計(jì)是一種直流耦合解決方案，可實(shí)現(xiàn)直流和亞赫茲精度。

　　通過查看IEPE振動(dòng)傳感器在頻域（直流至50 kHz）中的完整數(shù)據(jù)集，并使用快速傅立葉變換（FFT）頻譜中發(fā)現(xiàn)的諧波的位置、幅度和數(shù)量，可以更好地預(yù)測機(jī)器故障的類型和來源。

　　數(shù)據(jù)采集板為Arduino兼容外形尺寸，可以直接與大多數(shù)Arduino兼容開發(fā)板接口并由后者供電。

　　ADI公司的Circuits from the Lab?電路由ADI公司的工程師設(shè)計(jì)構(gòu)建。每個(gè)電路的設(shè)計(jì)和構(gòu)建都嚴(yán)格遵循標(biāo)準(zhǔn)工程規(guī)范，電路的功能和性能都在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境中以室溫條件進(jìn)行了測試和檢驗(yàn)。然而，您需負(fù)責(zé)自行測試電路，并確定對(duì)您是否適用。因而，ADI公司將不對(duì)由任何原因、連接到任何所用參考電路上的任何物品所導(dǎo)致的直接、間接、特殊、偶然、必然或者懲罰性的損害負(fù)責(zé)。

　　

　　圖1.IEPE壓電振動(dòng)傳感器的狀態(tài)監(jiān)控信號(hào)鏈

　　電路描述

　　圖1所示電路是IEPE傳感器的傳感器到比特（數(shù)據(jù)采集）信號(hào)鏈，包括電流源、帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的電平轉(zhuǎn)換和衰減級(jí)、三階抗混疊濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）驅(qū)動(dòng)器及全差分Σ-Δ型ADC。

　　可編程電流源以恒定電流驅(qū)動(dòng)壓電加速度計(jì)。輸出電流可通過外部電阻設(shè)置，根據(jù)傳感器和電纜的類型，通常設(shè)置在2 mA和20 mA之間。

　　DAC的緩沖和放大輸出以及電平轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器，將輸入信號(hào)偏移至接近2.5 V共模電壓（VCOM），以平衡抗混疊濾波器的輸入和全差分放大器（FDA）的輸入。基準(zhǔn)電壓源將FDA供電軌的第二個(gè)輸入設(shè)置為VCOM的2.5 V，確保滿足輸入裕量要求，并且輸出是為驅(qū)動(dòng)ADC而優(yōu)化的全差分電壓。

　　抗混疊濾波器將信號(hào)鏈的帶寬設(shè)置為54 kHz。壓電加速度計(jì)的帶寬高達(dá)20 kHz，但就相位延遲而言，選擇了更寬帶寬的信號(hào)鏈，從而在3軸測量中實(shí)現(xiàn)更好的相位匹配性能。（進(jìn)一步的帶寬限制發(fā)生在ADC的數(shù)字濾波器中，但相位延遲是已知且確定的。）

　　ICP/IEPE加速度計(jì)

　　任何IEPE振動(dòng)傳感器都可以與CN-0540參考設(shè)計(jì)接口，因?yàn)樗蠭EPE振動(dòng)傳感器都利用相同的原理工作，但具有不同的偏移電壓、噪聲電平、帶寬和靈敏度。IEPE輸出信號(hào)既攜帶交流電壓，也攜帶直流電壓，其中與振動(dòng)相關(guān)的交流電壓被直流轉(zhuǎn)換到介于7 V和13 V之間的某個(gè)電壓電平。此直流電平隨傳感器的不同而異，并且對(duì)于任何給定的傳感器，它都有相對(duì)于時(shí)間、溫度和勵(lì)磁電流的漂移分量。

　　IEPE傳感器必須由電壓范圍足夠高的電流源供電，以完全覆蓋傳感器的幅度。IEPE傳感器的典型激勵(lì)電壓為24V。

　　信號(hào)鏈的輸入可以接收高達(dá)10 V p-p的信號(hào)幅度，偏移電壓最高可達(dá)13 V。直流失調(diào)通過施加直流失調(diào)校正信號(hào)來消除，從而允許在任意低頻下工作。

　　

　　圖2.ICP加速度計(jì)模塊連接

　　圖2顯示了一個(gè)傳感器的ICP加速度計(jì)框圖，其由恒流源供電并連接到直流耦合信號(hào)鏈。傳感器的最大帶寬與激勵(lì)電流成正比，與電纜電容成反比。選擇恒定電流電平時(shí)，必須考慮傳感器的最大期望輸出電壓和電纜類型，可通過下式確定：

　　

　　其中：

　　fMAX為傳感器的最大頻率，單位為Hz。

　　IC為恒定電流，單位為mA。

　　1 mA為傳感器的功耗要求。

　　C為電纜電容，單位為pF。

　　V為傳感器的最大峰值電壓輸出，單位為V。

　　注意在式1中，從提供給傳感器的總電流（IC）中減去了1 mA，該近似1 mA電流是用于為傳感器本身供電，而其余電流則用于驅(qū)動(dòng)電纜。此數(shù)字因傳感器而異。

　　例如，此參考設(shè)計(jì)使用PCB Piezotronics生產(chǎn)的333B52型ICP加速度計(jì)進(jìn)行了測試，最大峰值輸出為10 V，電纜長度為10英尺，電容為29 pF/英尺，激勵(lì)電流為2.5 mA。應(yīng)用式1，傳感器的最大理論帶寬為82.3 kHz。電纜和所選的電流水平均未限制傳感器的性能。

　　恒流源

　　設(shè)計(jì)恒流源（CCS）和考慮噪聲性能時(shí)應(yīng)多加注意。低電流噪聲至關(guān)重要，因?yàn)楫?dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)鏈的輸入阻抗時(shí)，電流噪聲會(huì)被轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。

　　

　　圖3.恒流源

　　圖3顯示了一個(gè)2端子電流源，其電阻RSET和ROUT將輸出電流設(shè)置為2.5 mA，電容CSET限制電流噪聲的帶寬。LT3092的內(nèi)部10μA基準(zhǔn)電流源使RSET兩端保持穩(wěn)定的VSET。VSET鏡像到ROUT兩端，根據(jù)式2設(shè)置輸出電流。

　　

　　請注意，由于內(nèi)部基準(zhǔn)電流從SET端子流出，因此實(shí)際的IOUT電流比式3給出的輸出電流要大10μA。

　　數(shù)據(jù)手冊建議RSET = 20kΩ，以將RSET兩端的壓降設(shè)置為200 mV，使失調(diào)電壓的影響最小。（在較小的VSET上，失調(diào)電壓更為明顯。）電阻產(chǎn)生的白電流噪聲由式3給出。

　　

　　其中：

　　T為絕對(duì)溫度，單位為K。

　　k為玻耳茲曼常數(shù)（J/K）。

　　R為電阻。

　　電阻電流噪聲與電阻倒數(shù)的平方根成正比，因此將RSET的值從建議的20 kΩ增加到120 kΩ時(shí)，ROUT也需要成比例地增加（而輸出電流保持在相同水平），導(dǎo)致整體噪聲電流下降。建議在RSET兩端接一個(gè)電容CSET，用以降低RSET和LT3092內(nèi)部電流基準(zhǔn)的電流噪聲。CSET電容旁路LT3092產(chǎn)生的電流噪聲。

　　如圖3所示，對(duì)恒流源進(jìn)行了LTspice仿真，以優(yōu)化元件值和布局依賴性。為了仿真Keysight E3631臺(tái)式電源（其兩路輸出串聯(lián)連接，總電壓設(shè)置為26V），我們建模了一個(gè)非理想電壓源，其在20 MHz帶寬內(nèi)具有0.7 mV rms的電壓噪聲和224 nA rms的電流噪聲。

　　表1列出了不同元件值組合的均方根噪聲。均方根電流噪聲針對(duì)1 mHz至100 kHz的帶寬進(jìn)行了仿真。CCOMP的作用類似于高通濾波器，將噪聲從電壓源傳遞到輸出。進(jìn)一步增加RSET和ROUT有助于降低電流噪聲，但也會(huì)導(dǎo)致電阻上的壓降更高，從而降低容許的信號(hào)擺幅。

　　表1.降低LT3092電流噪聲

　　

　　1 無需元件。

　　當(dāng)使用具有高電感的長電纜時(shí)，穩(wěn)定性可能成為問題。有關(guān)補(bǔ)償感性負(fù)載的更多信息，請參閱LT3092數(shù)據(jù)手冊。

　　要計(jì)算電流源提供的可用傳感器激勵(lì)電壓，請使用下式：

　　

　　其中：

　　VDD為恒流源的電源電壓。

　　LT3092DROP為IC本身的壓差（負(fù)載電流最高10 mA時(shí)，其通常為1.2 V）。

　　RSET×10μA給出電阻上的壓差，其設(shè)置輸出電流電平，內(nèi)部10μA電流流過電阻。

　　在這種情況下，可用激勵(lì)電壓為23.6V。

　　電壓電平轉(zhuǎn)換器

　　電壓電平轉(zhuǎn)換器可承受高達(dá)13 V的傳感器偏移電壓，信號(hào)擺幅最高可達(dá)10 V p-p，支持市場上的大多數(shù)壓電傳感器。選擇的是帶運(yùn)算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌枰粋€(gè)正轉(zhuǎn)換電壓來降低輸入電壓，以適應(yīng)FDA級(jí)的輸入要求。

　　

　　圖4.反相電壓電平轉(zhuǎn)換器

　　圖4顯示了一個(gè)帶運(yùn)算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹＾D(zhuǎn)換電壓通過下式計(jì)算：

　　

　　電壓轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的VOUT電壓設(shè)置為盡可能接近VCOM （2.5 V），以平衡下一級(jí)中FDA的輸入。RF/RIN比值（運(yùn)算放大器的衰減）必須遵循以下約束：

　　?轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的電源電壓：5 V

　　?轉(zhuǎn)換電壓范圍：0 V至5 V

　　?運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性

　　?ADC的滿量程范圍：±4.096 V

　　?輸入信號(hào)幅度：10 V p-p

　　?輸入直流偏移電壓：最高13 V

　　0.3的衰減是合理的折衷方案，下一級(jí)中的較小增益可使ADC的輸入幅度最大化，并提高信噪比（SNR）。請注意，電平轉(zhuǎn)換器輸出端的信號(hào)和噪聲都會(huì)被放大，因此最大限度地降低電平轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲至關(guān)重要。

　　在CN-0540中，輸入阻抗和輸入噪聲之間進(jìn)行了折衷，輸入噪聲電平足夠低，輸入電阻則足夠高，以防止引入測量誤差。壓電傳感器一般為低阻抗輸出（數(shù)百歐姆）傳感器，哪怕相對(duì)較低的信號(hào)鏈輸入阻抗（數(shù)十kΩ）也會(huì)引入不到1%的誤差。作為折衷方案，選擇的最終輸入阻抗RIN = 50kΩ。

　　使用下式計(jì)算輸入短路時(shí)電平轉(zhuǎn)換器模塊的電壓噪聲：

　　

　　其中：

　　k為玻爾茲曼常數(shù)。

　　T為絕對(duì)溫度，單位為K。

　　R為電阻，單位為歐姆。

　　在平方之前，必須將除RIN以外的所有貢獻(xiàn)乘以噪聲增益。反相運(yùn)算放大器配置的噪聲增益與同相配置的噪聲增益相同。

　　

　　其中NG為電路的噪聲增益。

　　電壓電平轉(zhuǎn)換器模塊的單極點(diǎn)RC濾波器可限制噪聲。使用下式計(jì)算電壓電平轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的噪聲均方根值：

　　

　　第一級(jí)的噪聲貢獻(xiàn)為20.8μVrms，其中最重要的噪聲貢獻(xiàn)者是RIN，這是將輸入阻抗設(shè)置得足夠高以使負(fù)載引起的誤差最小化的結(jié)果。

　　直流偏置補(bǔ)償技術(shù)

　　每個(gè)IEPE加速度計(jì)都有一定的直流偏置電壓，此電壓沒有攜帶任何有用的信息，因此必須將其消除。如果信號(hào)鏈中使用了直流耦合，便可讓輸入電壓直流轉(zhuǎn)換以抵消直流偏置電壓，使得ADC僅接收輸入電壓的交流部分，而沒有任何直流偏移。精確的直流轉(zhuǎn)換對(duì)于直流測量的精度和測量動(dòng)態(tài)范圍的最大化至關(guān)重要。

　　使用式5中的轉(zhuǎn)換電壓可以找到確切的轉(zhuǎn)換電壓。按照這種方法，必須分別為每個(gè)電路板和傳感器進(jìn)行不同溫度下的數(shù)次測量，從而確保測量的準(zhǔn)確性。

　　本電路使用了其他更精確、可靠且自動(dòng)化的技術(shù)。CN-0540中采用了定制的逐次逼近算法。標(biāo)準(zhǔn)逐次逼近模型使用DAC至ADC控制環(huán)路估算未知電壓電平的最終位置，而該定制逐次逼近算法試圖使用DAC至ADC環(huán)路將ADC輸入端的平均電壓設(shè)置為盡可能接近于0。換句話說，主要目標(biāo)是將FDA的兩個(gè)輸入設(shè)置為相同電壓電平，即VCOM = 2.5V。

　　表2.輸入偏置電壓補(bǔ)償過程

　　

　　表2顯示了使用逐次逼近算法補(bǔ)償輸入偏置電壓的過程。由于選擇了16位DAC，因此進(jìn)行了16次迭代。在此過程的最開始，DAC被設(shè)置為半量程輸出。每次將DAC設(shè)置為新值時(shí)，均要測量平均電壓。如果平均電壓為正，則將1位權(quán)重加到當(dāng)前DAC輸出，否則就從當(dāng)前DAC輸出中減去1位權(quán)重。由于輸入運(yùn)算放大器使用反相配置，因此該過程是相反的。

　　第四個(gè)DAC輸出= （215 – 1） + 214 + 213 – 212 = 53，247 （11）

　　式11顯示了加上或減去的位權(quán)重。215 ? 1為初始半量程值，然后是兩次向上和一次向下，意味著加上第14 位和第13 位，并減去第12 位。

　　由于傳感器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，壓電傳感器本身會(huì)產(chǎn)生相當(dāng)顯著的電壓噪聲。傳感器通電后，傳感器始終會(huì)拾取環(huán)境噪聲，導(dǎo)致更多噪聲從機(jī)械環(huán)境事件轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。為了僅提取壓電傳感器的直流偏置電壓，以及消除相當(dāng)顯著的噪聲（隨機(jī)噪聲或周期性噪聲），直流偏置補(bǔ)償過程中會(huì)進(jìn)行大量平均運(yùn)算。

　　電平轉(zhuǎn)換DAC

　　選擇具有27個(gè)可選I2C地址的16位電壓輸出DAC （LTC2606）進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。DAC與ADC共享4.096 V基準(zhǔn)電壓。為了實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的同相輸入端預(yù)設(shè)的0 V至5 V完整轉(zhuǎn)換電壓范圍，并降低DAC輸出電壓噪聲，電路增加了一個(gè)外部緩沖器。該緩沖器具有Sallen-Key結(jié)構(gòu)，截止頻率為100 Hz，增益為1.22。具有增益輸出的DAC的1 LSB為

　　

　　從DAC到ADC輸入的路徑上還有其他增益。ADC輸入端觀測到的1 LSB變化放大4.23倍（所有增益的乘積），如下所示：

　　總LSBDAC =

　　

　　其中，2.667是FDA的增益，1.3是轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的增益；當(dāng)將變化的信號(hào)引入同相輸入端時(shí)，轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器像同相運(yùn)算放大器一樣工作，實(shí)際增益為1 + （RF/RIN）。式13的計(jì)算得出將傳感器調(diào)整到正確電平所引起的最大理論直流誤差。

　　表2證明，ADC轉(zhuǎn)換的DAC 1 LSB約為264μV。檢查最后兩個(gè)ADC讀數(shù)，差異僅為1 LSB，產(chǎn)生269μV。

　　

　　圖5.RMS噪聲與輸入偏置電壓的關(guān)系

　　圖5顯示了僅將輸入偏置電壓施加于信號(hào)鏈輸入端時(shí)均方根噪聲如何變化。每次改變輸入偏置時(shí)，DAC都會(huì)將輸入調(diào)整至正確電平，確保失調(diào)誤差很低。信號(hào)鏈的均方根噪聲隨直流偏置的增加而增加，因?yàn)樘峁┲绷髌玫闹绷餍?zhǔn)器在較高電壓輸出電平下會(huì)產(chǎn)生更多噪聲。

　　從圖5可知，動(dòng)態(tài)范圍響應(yīng)均方根噪聲的提高，導(dǎo)致輸入偏置電壓提高，如圖6所示。

　　

　　圖6.動(dòng)態(tài)范圍與輸入偏置電壓的關(guān)系，1 kHz 1 V p-p輸入

　　圖7顯示了系統(tǒng)線性度與輸入偏置電壓的關(guān)系，使用的輸入信號(hào)頻率為1 kHz，幅度為1 V p-p。圖7表明，輸入偏置電壓對(duì)線性度沒有明顯影響，總諧波失真（THD）保持穩(wěn)定。

　　

　　圖7.線性度與輸入偏置電壓

　　圖8顯示了整個(gè)溫度范圍內(nèi)ADC輸入端預(yù)設(shè)的失調(diào)電壓誤差。失調(diào)誤差是使用相同輸入電壓（10 V）在整個(gè)溫度范圍內(nèi)運(yùn)行輸入偏置電壓補(bǔ)償程序而確定的。25°C下的測量結(jié)果定位0 V失調(diào)誤差。

　　

　　圖8.10 V輸入偏置電壓在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的失調(diào)電壓誤差

　　如圖1所示，使用了基準(zhǔn)電壓為2.5 V的基準(zhǔn)電壓芯片（ADR441A），確保VCOM穩(wěn)定。此基準(zhǔn)電壓IC具有很高的溫度漂移特性，在-25°C至+ 85°C的溫度范圍內(nèi)，電壓變化值為2.75 mV。此變化乘以2.667的FDA增益，導(dǎo)致ADC檢測到7.33 mV的總溫度漂移，該漂移隨后由DAC予以補(bǔ)償。

　　每次輸入電壓或VCOM發(fā)生變化時(shí)（VCOM僅因溫度漂移而變化），DAC都會(huì)反向補(bǔ)償該變化。在這種情況下，僅VCOM發(fā)生變化，輸入偏置則保持穩(wěn)定。ADR441A的電壓漂移占主導(dǎo)地位，這可以從圖8看出，其形狀與ADR441A的電壓漂移曲線相反。在指定溫度范圍內(nèi)，數(shù)字碼的總變化為32 LSB。

　　DAC緩沖器

　　DAC的內(nèi)部緩沖器會(huì)限制電壓噪聲，必須進(jìn)行濾波。由于DAC與ADC共享4.096 V基準(zhǔn)電壓，因此DAC輸出也必須放大以提供0 V至5V。

　　

　　圖9.帶緩沖器的DAC

　　圖9顯示了采用低通Sallen-key濾波器結(jié)構(gòu)且具有增益輸出的電平轉(zhuǎn)換DAC。濾波器的截止頻率通過下式設(shè)置為大約100 Hz的較低值：

　　

　　由于對(duì)Sallen-key濾波器拓?fù)鋺?yīng)用了一個(gè)增益，因此必須考慮濾波器的穩(wěn)定性。否則，緩沖器很可能會(huì)變成振蕩器。另一個(gè)與穩(wěn)定性相關(guān)的因素是濾波器質(zhì)量（Q），此模塊必須加以考慮。Q因子應(yīng)保持足夠低的值（小于0.707），以確保頻率響應(yīng)在截止頻率處沒有峰化，滾降具有較和緩的斜率，而且開始頻率顯著早于截止頻率。低Q因子適合于需要在整個(gè)頻率范圍內(nèi)具有高線性度的應(yīng)用。注意，只要Q因子變?yōu)樨?fù)值，結(jié)構(gòu)便變得不穩(wěn)定。使用下式確定Q因子：

　　

　　對(duì)于圖9所示的值，截止頻率為102 Hz，k為1.215，Q為0.27，穩(wěn)定性和平滑滾降均有保證。

　　我們比較了有緩沖器和無緩沖器的DAC轉(zhuǎn)換模塊的噪聲性能。請注意，用于該測量的信號(hào)鏈在輸入短路時(shí)具有12.3μV rms的噪聲和108.2 dB的動(dòng)態(tài)范圍。該均方根噪聲是在64 kHz帶寬下測得的。

　　表3顯示了輸出電壓如何隨DAC碼變化。DAC輸出以漸進(jìn)方式設(shè)置：從零到四分之一量程、半量程，最終達(dá)到四分之三量程。在最壞情況下，DAC轉(zhuǎn)換模塊的噪聲貢獻(xiàn)僅為1.3μV rms。

　　表3.ADC測得的DAC輸出的噪聲比較

　　

　　抗混疊濾波器和FDA

　　抗混疊濾波器和FDA使用差分多反饋低通結(jié)構(gòu)，并將單端信號(hào)轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)。抗混疊濾波器的截止頻率設(shè)置為54 kHz，這比大多數(shù)壓電加速度計(jì)的帶寬要寬。該濾波器在2.3 MHz時(shí)提供?80 dB的阻帶抑制。

　　此級(jí)的增益設(shè)置為2.667，以便通過提升輸入幅度來更緊密地匹配ADC輸入的±VREF范圍，從而改善SNR。FDA也會(huì)放大寬帶噪聲，但由于抗混疊濾波器會(huì)限制寬帶噪聲，因此性能的降低小于信號(hào)增益帶來的改善。

　　模數(shù)轉(zhuǎn)換

　　AD7768-1是一款精密、單通道、24位Σ-Δ型ADC，選擇這款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz帶寬精度、低功耗、108.5 dB（典型值）動(dòng)態(tài)范圍和?120 dB THD。

　　使用式17計(jì)算ADC的輸出數(shù)據(jù)速率：

　　

　　其中：

　　MCLK為主時(shí)鐘。

　　MCLKDIV為主時(shí)鐘分頻器系數(shù)。

　　FILTEROSR為所選數(shù)字濾波器的過采樣率（OSR）。

　　時(shí)鐘分頻器和濾波器OSR是寄存器設(shè)置，可以通過SPI總線進(jìn)行更改。有限脈沖響應(yīng)（FIR）和SINC5濾波器的OSR是在AD7768-1的寄存器映射中嚴(yán)格設(shè)置。用戶可以使用下式將特定值寫入13位SINC3抽取率寄存器，從而將SINC3濾波器設(shè)置為自己偏好的OSR并更改輸出數(shù)據(jù)速率：

　　

　　其中，ODR為所需的輸出數(shù)據(jù)速率，單位為Hz；213 為SINC3寄存器可接受的最大值。例如，對(duì)于4 Hz輸出數(shù)據(jù)速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式（MCLK/16），SINC3寄存器值為7999。

　　此參考設(shè)計(jì)的默認(rèn)設(shè)置針對(duì)32 kHz的ADC測量帶寬進(jìn)行了優(yōu)化，如下所示：

　　?功耗模式：低功耗模式

　　?MCLK分頻器：16

　　?濾波器類型：FIR

　　?濾波器抽取率：32

　　?輸入預(yù)充電緩沖器：使能

　　?基準(zhǔn)電壓緩沖器：使能預(yù)充電

　　?VCM引腳輸出：（AVDD1 ? AVSS）/2

　　?轉(zhuǎn)換長度：24位

　　?轉(zhuǎn)換模式：連續(xù)

　　?校驗(yàn)和：無校驗(yàn)和

　　?數(shù)據(jù)讀取模式：連續(xù)

　　?狀態(tài)位：禁用

　　?DRDY信號(hào)：使能

　　針對(duì)低功耗、高要求的應(yīng)用，兩個(gè)緩沖器均可關(guān)閉。但是，緩沖器保持開啟可改善整體THD和SNR。

　　表4.針對(duì)不同帶寬的建議ADC設(shè)置

　　

　　表5.信號(hào)鏈噪聲測量

　　

　　1 低紋波FIR濾波器帶寬 = 0.433×ODR。

　　信號(hào)鏈的實(shí)測性能

　　該信號(hào)鏈設(shè)計(jì)針對(duì)的是中等到更寬帶寬的振動(dòng)檢測，較高的諧波和高于1 kHz的頻率成分很重要。設(shè)計(jì)必須權(quán)衡系統(tǒng)帶寬、線性度和可實(shí)現(xiàn)的噪聲性能。選擇較高的輸入阻抗以保持信號(hào)精度（線性度），在此設(shè)計(jì)中它決定了最大噪聲性能極限。信號(hào)帶寬也被設(shè)置得較寬，以保持系統(tǒng)在較高頻率下的響應(yīng)。使用帶寬較窄的設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)更低噪聲解決方案，消除更多的寬帶噪聲。

　　CN-0540將模擬輸入帶寬設(shè)置為54 kHz，但實(shí)際信號(hào)帶寬由ADC配置決定。

　　噪聲

　　在幾種不同情況下對(duì)整個(gè)信號(hào)鏈的噪聲性能進(jìn)行了測量。

　　表5詳細(xì)列出了未連接任何傳感器時(shí)和添加1 kΩ負(fù)載電阻時(shí)信號(hào)鏈的典型噪聲性能。在信號(hào)鏈輸入端連接1 kΩ電阻的結(jié)果表明，恒定電流源會(huì)影響噪聲性能。電流噪聲轉(zhuǎn)換為電壓噪聲，乘以1 kΩ電阻，導(dǎo)致系統(tǒng)噪聲升高。

　　圖10顯示了輸入短路的系統(tǒng)的典型FFT圖。圖11顯示了輸入短路的直流耦合解決方案在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的動(dòng)態(tài)范圍。

　　

　　傳感器噪聲貢獻(xiàn)

　　數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員的常見目的是盡可能準(zhǔn)確地捕獲傳感器輸出信號(hào)。這在實(shí)踐中意味著，系統(tǒng)性能應(yīng)該由傳感器特性設(shè)置。傳感器的噪聲性能常常是整體測量系統(tǒng)的關(guān)鍵限制因素之一，了解這一點(diǎn)有助于確定設(shè)計(jì)的性能要求。

　　此設(shè)計(jì)的目標(biāo)是支持傳感器以在大于1 kHz的帶寬提供振動(dòng)數(shù)據(jù)，這些傳感器用于狀態(tài)監(jiān)控應(yīng)用的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，以對(duì)旋轉(zhuǎn)式或往復(fù)式工廠設(shè)備進(jìn)行預(yù)測性維護(hù)。

　　表6詳細(xì)列出了少量振動(dòng)傳感器的性能水平和帶寬。傳感器選擇的主要考慮因素通常是帶寬、范圍、噪聲頻譜密度（NSD）和功耗。

　　ADXL1002和ADXL1004傳感器是低功耗器件，適用于功耗和帶寬至關(guān)重要的各種振動(dòng)應(yīng)用。這些加速度計(jì)適合于連續(xù)監(jiān)控應(yīng)用，例如物聯(lián)網(wǎng)（IoT）機(jī)器監(jiān)控。

　　如需最高靈敏度和帶寬（較高頻率下的低噪聲和靈敏度至關(guān)重要），壓電傳感器仍然是最適合使用的傳感器。由于AD7768-1具有寬帶寬和低噪聲特性，因此該信號(hào)鏈可在超過10 kHz的較寬帶寬范圍內(nèi)匹配典型傳感器的性能水平。

　　對(duì)于CN-0540，系統(tǒng)帶寬設(shè)置為54 kHz，信號(hào)鏈噪聲性能針對(duì)的是可以在該帶寬上實(shí)現(xiàn)》100 dB動(dòng)態(tài)范圍的傳感器。例如，Piezotronics PCB 621B40型加速度計(jì)在30 kHz時(shí)可實(shí)現(xiàn)近105 dB的動(dòng)態(tài)范圍。

　　通過調(diào)整各級(jí)的電阻值和增益，并且利用AD7768-1的較高過采樣模式，該電路可適用于動(dòng)態(tài)范圍更高、帶寬更窄的傳感器。完整的分析超出了本文的范圍，但AD7768-1數(shù)據(jù)手冊中提供了有關(guān)使用過采樣時(shí)權(quán)衡動(dòng)態(tài)范圍和帶寬的更多信息。

　　表6.傳感器及相應(yīng)的噪聲密度測量結(jié)果

　　

　　線性度

　　傳感器測量系統(tǒng)的線性度對(duì)于確保測量結(jié)果不會(huì)因傳感器輸出變化而變化至關(guān)重要。測量系統(tǒng)的精度不應(yīng)隨輸出偏置電壓或傳感器信號(hào)幅度變化而變化。理想情況下，當(dāng)測量系統(tǒng)的溫度發(fā)生變化時(shí)，精度也應(yīng)保持不變。

　　CN-0540被設(shè)計(jì)為盡可能線性，并在整個(gè)溫度范圍內(nèi)保持該線性度，因此對(duì)測量信號(hào)鏈的校準(zhǔn)需求不多。系統(tǒng)對(duì)直流輸入電壓變化的非線性被報(bào)告為INL誤差。系統(tǒng)對(duì)正弦波輸入的非線性被報(bào)告為THD誤差。

　　圖12和圖13中的數(shù)據(jù)表明：在寬輸入電壓范圍內(nèi)，直流線性度（INL）在±10 ppm以內(nèi)；在寬溫度范圍內(nèi)，INL和THD均相對(duì)平坦。

　　

　　圖12.不同溫度下INL與輸入電壓的關(guān)系

　　

　　圖13.THD與溫度的關(guān)系

　　交流與直流耦合解決方案

　　CN-0540針對(duì)的是直流耦合應(yīng)用場景，其中必須保留信號(hào)的直流分量，或者必須將系統(tǒng)的響應(yīng)保持到低于1 Hz或更低的頻率。因此，該系統(tǒng)設(shè)計(jì)用于處理IEPE傳感器的大直流偏置。

　　但是，某些系統(tǒng)可能不需要低至DC的響應(yīng)，在這些情況下，交流耦合輸入通道是可接受的。

　　兩種解決方案的主要區(qū)別在于信號(hào)鏈的復(fù)雜性以及直流和低頻時(shí)的精度。交流耦合解決方案的復(fù)雜度較低，但在低頻時(shí)精度不高。

　　用戶可以插入一個(gè)耦合電容與輸入電阻串聯(lián)，使該設(shè)計(jì)適應(yīng)交流耦合設(shè)計(jì)。如需更多信息，請參閱設(shè)計(jì)支持包中的原理圖文件。

　　插入耦合電容的效果是將輸入響應(yīng)變?yōu)楦咄憫?yīng)，在這種情況下，通常選擇遠(yuǎn)小于10 Hz的極點(diǎn)頻率。此濾波器不僅阻隔直流偏置電流，而且會(huì)消除一些1/f噪聲。交流耦合系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍似乎高于直流耦合版本，但這僅僅是由于消除了低頻噪聲。這樣做的代價(jià)是對(duì)低頻振動(dòng)測量數(shù)據(jù)的靈敏度降低。

　　由于DAC輸出以及信號(hào)鏈輸入端缺少高通濾波器，直流耦合解決方案的噪聲預(yù)期也會(huì)更高。圖14顯示了CN-0540交流耦合時(shí)的響應(yīng)，其高通截止頻率為1 Hz。測量條件如下：信號(hào)鏈的輸入短路，使能恒流源，ADC處于低功耗模式，MCLK/16，F(xiàn)IR濾波器抽取率為32，直流耦合測量。

　　

　　圖14.輸入短路的交流耦合解決方案的FFT

　　如果實(shí)施交流耦合解決方案，則必須選擇正確的電容類型以獲得最佳性能。一般而言，陶瓷電容會(huì)因?yàn)閴弘娦?yīng)而產(chǎn)生噪聲，因?yàn)殡妷合禂?shù)（相對(duì)介電常數(shù)隨施加的電壓而變化）和電介質(zhì)吸收而產(chǎn)生非線性。鉭電容可提供合理的性能，并且可制造出寬范圍的電容值，最高可達(dá)數(shù)百μF。在交流耦合情況下，鉭電容可以實(shí)現(xiàn)的THD性能水平與直流耦合系統(tǒng)相似，但頻率須高于10 Hz。為了準(zhǔn)確表示更低頻振動(dòng)，最好選擇直流耦合版本。

　　系統(tǒng)電源

　　CN-0540帶有一個(gè)最優(yōu)電源解決方案，支持通過3.3 V單電源軌為整個(gè)信號(hào)鏈供電。

　　電源解決方案

　　圖15顯示了CN-0540電源部分的簡化框圖。為了與具有Arduino樣式連接的微控制器和其他開發(fā)板兼容，該板的電源解決方案設(shè)計(jì)為采用3.3 V單電源（通常由Arduino兼容板提供）供電。

　　為了確保系統(tǒng)的穩(wěn)定性，微控制器板應(yīng)能通過3.3 V電源向振動(dòng)監(jiān)控板供應(yīng)至少250 mA的電流。這不算微控制器板本身從該電源獲取的電源電流。

　　雖然CN-0540評(píng)估板在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)不需要250 mA電流，但在初始上電階段，可能有高達(dá)200 mA或更高的浪涌電流并持續(xù)最長30 ms。如果微控制器板無法承受此電流，可能導(dǎo)致微控制器板上發(fā)生復(fù)位。如果發(fā)生意外復(fù)位，請檢查微控制器板的電流輸出規(guī)格。

　　

　　圖15.電源部分框圖

　　電源解決方案包括三個(gè)電壓域：3.3 V域、5 V域和26 V域。它還包括用于IEPE傳感器的2.5 mA電流源。

　　Arduino兼容板提供CN-0540直接使用的IOREF電源，因此不需要電源解決方案。IOREF為AD7768-1 （IOVDD）提供數(shù)字接口電源，并為16.384 MHz主時(shí)鐘源供電。

　　CN-0540與低至1.8 V的IOREF電壓兼容，因此CN-0540板可連接至邏輯電平較低的微控制器板。

　　所提供的電源解決方案電路的目的是讓CN-0540板可以從單個(gè)低壓電源（通常由微控制器板提供）供電，并從該電源生成其他所需的電壓軌。在CN-0540上，原始3.3 V輸入供電軌直接用于為AD7768-1提供數(shù)字接口邏輯電源（AVDD2電源），而且還為DC-DC級(jí)提供電源，從而將電壓提升至5 V和26 V。

　　第一個(gè)DC-DC級(jí)將3.3 V升壓至7 V，然后通過LTC3459和ADP7118器件組合調(diào)節(jié)至5 V，以提供AD7768-1、LTC2606和ADR4540基準(zhǔn)電壓源以及相關(guān)放大器級(jí)所需的干凈供電軌。

　　第二個(gè)DC-DC級(jí)將3.3 V升壓至28 V，然后通過LT3494和LT3008器件組合調(diào)節(jié)至26 V。這個(gè)干凈的26 V電源軌用于為LT3092電流源供電，從而為IEPE傳感器提供2.5 mA電流和高達(dá)26 V的電壓。

　　功耗測量

　　功耗測量直接從3.3 V和IOREF供電軌進(jìn)行。因此，功耗測量包括電源解決方案元件本身的貢獻(xiàn)。

　　由于恒流源，流向26 V供電軌的電流是恒定的，不會(huì)隨ADC設(shè)置而變化。

　　系統(tǒng)其余部分的功耗在ADC的不同工作模式下進(jìn)行了測量。信號(hào)鏈輸入端放置了一個(gè)1 kΩ負(fù)載電阻，以為恒流源流出的電流提供一條路徑，并在AD8605的輸入端保持直流偏置。

　　功耗

　　ADC上影響功耗的最重要寄存器設(shè)置為

　　?電源模式

　　?MCLK分頻器

　　?MCLK頻率

　　?濾波器類型

　　?濾波器抽取率

　　?VCM引腳輸出分壓器

　　?模擬輸入預(yù)充電緩沖器

　　?基準(zhǔn)電壓緩沖

　　?通用輸入/輸出（GPIO）

　　系統(tǒng)默認(rèn)配置

　　對(duì)于ADC設(shè)置，針對(duì)窄帶寬測量的系統(tǒng)默認(rèn)配置如下：

　　?MCLK分頻器：MCLK/16

　　?功耗模式：低功耗模式

　　?FIR濾波器，抽取率超過32

　　?VCM引腳輸出：（AVSS ? AVDD）/2

　　?基準(zhǔn)電壓（REF）緩沖器：預(yù)充電開啟

　　?模擬輸入（AIN）緩沖器：預(yù)充電開啟

　　?MCLK頻率為16.384 MHz

　　?使能FDA，低功耗模式

　　?使能DAC緩沖器

　　?DAC輸出設(shè)置為半量程

　　該參考設(shè)計(jì)中包含的大多數(shù)測量均使用系統(tǒng)默認(rèn)配置。

　　表7.各種數(shù)據(jù)速率下的功耗

　　

　　1 FDA處于全功率模式。

　　2 FDA處于低功耗模式。

　　AD7768-1上的模擬輸入和基準(zhǔn)電壓輸入緩沖器設(shè)置為預(yù)充電模式。ADA4945-1 FDA設(shè)置為低功耗模式。在全功率模式下，F(xiàn)DA可以提供更寬的帶寬和更好的線性度性能。但是，由于此設(shè)計(jì)的目標(biāo)帶寬小于50 kHz，因此低功耗模式就夠了。通過使能AD7768-1內(nèi)部預(yù)充電緩沖器，可以實(shí)現(xiàn)更好的線性度和噪聲性能，而不會(huì)顯著增加系統(tǒng)功耗。有關(guān)匹配驅(qū)動(dòng)器放大器以及使用AD7768系列的輸入緩沖選項(xiàng)的更多信息，參見應(yīng)用筆記AN-1384。

　　常見變化

　　對(duì)于更高通道數(shù)的系統(tǒng)，多通道AD7768和AD7768-4是AD7768-1的合適替代產(chǎn)品。ADC的噪聲和線性度與AD7768-1相似，但這些器件的優(yōu)勢是可在單個(gè)芯片中提供多達(dá)8個(gè)同步通道，從而簡化多通道IEPE DAQ設(shè)計(jì)的實(shí)現(xiàn)。

　　其他可以考慮用于振動(dòng)和狀態(tài)監(jiān)控信號(hào)鏈的ADC有AD4000、AD4002和AD7380。

　　ADA4610-1適用于第一級(jí)信號(hào)調(diào)理和電平轉(zhuǎn)換，但需要更高的電源電壓才能正常工作。ADA4807-1和ADA4940-1是ADC輸入抗混疊濾波器和驅(qū)動(dòng)器級(jí)的替代產(chǎn)品。

　　ADAQ7980/ADAQ7988是16位ADC μModule?數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，ADC和ADC驅(qū)動(dòng)器級(jí)以及最關(guān)鍵的無源元件均被集成到系統(tǒng)級(jí)封裝（SiP）設(shè)計(jì)中。建議在尺寸或?qū)崿F(xiàn)的簡易性更為關(guān)鍵的場合使用這些器件。

　　這些方案允許根據(jù)性能（噪聲或線性度）、解決方案尺寸和成本來選擇信號(hào)鏈元件。

　　電路評(píng)估與測試

　　下面概述CN-0540電路設(shè)計(jì)的測試程序和結(jié)果的收集。有關(guān)硬件和軟件設(shè)置的完整詳細(xì)信息，參見CN-0540用戶指南。

　　設(shè)備要求

　　需要以下設(shè)備：

　　?EVAL-CN0540-ARDZ參考設(shè)計(jì)板

　　?Terasic DE10-Nano FPGA

　　?帶有CN-0540參考軟件的FPGA Linux鏡像

　　?帶有高清多媒體接口（HDMI?）端口的顯示器

　　?HDMI轉(zhuǎn)HDMI電纜

　　?帶有USB加密狗的無線鍵盤和鼠標(biāo)

　　?USB on-the-go （OTG）電纜（micro USB轉(zhuǎn)USB）

　　?精密交流電源（例如，Brüel＆Kj?r AP2700或類似精密正弦波發(fā)生器）

　　?帶BNC和SMA終端的同軸電纜

　　

　　圖16.CN-0540參考設(shè)計(jì)板的3D渲染圖

　　開始使用

　　基本測試設(shè)置要求將EVAL-CN0540-ARDZ板插入支持的FGPA載板。載板需要為EVAL-CN0540-ARDZ板供電、運(yùn)行嵌入式Linux鏡像、捕獲數(shù)據(jù)并顯示數(shù)據(jù)。該軟件可從ADI公司網(wǎng)站獲得，其支持Terasic DE10-Nano和類似的Arduino兼容FPGA載板。

　　

　　圖17.設(shè)置框圖

　　要測試該板的基本功能，請將精密高質(zhì)量正弦波或任意波形發(fā)生器連接到EVAL-CN0540-ARDZ板的模擬輸入連接器。

　　分步說明如下：

　　1. 插入Arduino接頭，將EVAL-CN0540-ARDZ評(píng)估板安裝到載板上（Terasic DE10-Nano），如圖18所示。

　　

　　圖18.EVAL-CN0540-ARDZ安裝在Terasic DE10-Nano載板上

　　2. 將同軸電纜的BNC端連接到信號(hào)源單端或不平衡輸出，另一端連接到EVAL-CN0540-ARDZ模擬輸入SMA連接器（參見圖19）。

　　

　　圖19.同軸電纜連接到CN-0540模擬輸入連接器的特寫照片

　　3. 將ADI FPGA Linux鏡像加載到micro SD卡上。

　　4. 配置micro SD卡以對(duì)CN-0540和載板使用正確的文件。

　　5. 將HDMI電纜從Terasic DE10-Nano連接到顯示器。

　　6. 將USB OTG電纜連接到Terasic DE10-Nano上的micro USB端口，然后插入無線鼠標(biāo)/鍵盤的USB加密狗。

　　7. 使用所提供的電源，將管式插孔連接到DE10-Nano，然后接通Terasic DE10-Nano電源開關(guān)。

　　8. 按照如下步驟開啟正弦或任意波形發(fā)生器的電源：

　　a. 將信號(hào)類型設(shè)置為正弦波。

　　b. 在1 kHz下將電平設(shè)置為1 V p-p。

　　c. 使能輸出。

　　9. 運(yùn)行該軟件并捕獲生成的ADC數(shù)據(jù)和FFT數(shù)據(jù)。

　　圖20和圖21中的兩幅圖顯示了按照步驟1至步驟9所述進(jìn)行配置時(shí)載卡的預(yù)期典型捕獲結(jié)果。圖20顯示了ADC捕獲數(shù)據(jù)的時(shí)域視圖，說明了多個(gè)樣本的預(yù)期幅度。

　　

　　圖20.時(shí)域數(shù)據(jù)

　　圖21顯示了經(jīng)過處理后顯示為頻域FFT圖的相同數(shù)據(jù)。

　　

　　圖21.所捕獲數(shù)據(jù)的FFT

　　有關(guān)硬件和軟件設(shè)置的更多信息，請參閱CN-0540用戶指南以了解詳情。

　　壓電加速度計(jì)傳感器結(jié)果

　　為了實(shí)現(xiàn)合理的噪聲測量，必須讓壓電加速度計(jì)保持穩(wěn)定——要么使用主動(dòng)振動(dòng)臺(tái)來抵消環(huán)境振動(dòng)，要么將其固定在大型物體上以減少從環(huán)境中拾取的振動(dòng)。在壓電加速度計(jì)直接連到信號(hào)鏈輸入端的場合，使用了固定到大型物體的方法。所用傳感器為Piezotronics PCB 333B52型3 kHz傳感器。

　　圖22顯示了連接傳感器時(shí)獲得的FFT的比較性能圖。系統(tǒng)的噪聲主要由傳感器信號(hào)決定。

　　

　　圖22.連接有無源穩(wěn)定壓電傳感器的直流耦合解決方案的FFT