5G的引入將為更多用戶帶來比以前更高的移動數據速率。然而，實現更高的帶寬，以實現這一目標是一大難題，需要該行業應對許多技術挑戰。

運營商需要轉移到2.7 GHz以上的載波頻率才能訪問更多頻譜，因此，多輸入多輸出（MIMO）天線陣列將用于5G網絡，為密集城區的多個用戶提供高數據速率。5G承諾的數據速率還需要大的瞬時信號帶寬（超過200 MHz），并使用更復雜的調制方案。

這些挑戰將推動對可用于64或128路MIMO天線的小型、低功耗、經濟、高效的功率放大器（PA）的需求。5G中使用的調制方案的復雜性增加也將要求PA保持高效，即使在超過8dB的深輸出功率回退（OBO）條件下也是如此。

這些要求對當今橫向擴散金屬氧化物半導體（LDMOS）PA技術的能力提出了挑戰。作為回應，業界一直在探索氮化鎵（GaN）技術以填補性能差距，然而，它在應用當中的拓展受限于半導體材料的成本和昂貴的陶瓷封裝的使用。

本文作者一直探究解決這些問題的方法，而通過構建超緊湊的3.5GHz GaN Doherty功率放大器就是一條有效途徑，可以將其集成到經濟高效的QFN塑料封裝中。我們使用了兩級GaN核心PA單片微波集成電路（MMIC），而集成無源器件（IPD）也可以在同一封裝中實現，極大地節省了尺寸。

下面，我們將分析兩種新的高度集成的Doherty PA設計，特別是封裝材料和工藝技術，這些設計可能對5G應用產生重大影響。

技術平臺

這里所采用的功率放大器是28V GaN MMIC，采用0.25μm柵極長度的GaN-on-silicon-carbide（GaN-on-SiC）技術制造。我們選擇28 V砷化鎵（GaAs）工藝來構建IPD，主要是因為其厚厚的低損耗金屬層堆棧使我們能夠在3.5 GHz使用質量因數（Qs）為40的高性能電感器。

這兩種die采用7×7 mm QFN塑料包覆成型封裝。為了提高耐熱性，使用厚銅引線框架，標準金鍵合線用于互連。

我們使用兩種不同的高增益，兩級GaN PA MMIC，每種MMIC代表兩種不同Doherty PA架構的核心（圖1）。第一種方法使用20 W峰值功率不對稱MMIC，其最終級晶體管的載流子與峰值尺寸比為1：2 （圖2）。第二個MMIC設計用于具有26 W峰值輸出功率的對稱PA。兩者都在最后階段使用二次諧波輸入短路以最大化效率。輸出諧波由并行電路類E類匹配拓撲終止，該拓撲用作集成Doherty組合器的基礎。

圖1：封裝集成的Doherty功率放大器基于兩級GaN MMIC。非對稱版本在印刷電路板上具有輸入功率分配器和相位偏移，而這些功能在對稱設計中集成在QFN封裝中。

圖2：這里顯示的是一塊印刷電路板，其中包含一個7×7 mm QFN封裝的非對稱GaN Doherty功率放大器，輸入分路器位于左中心，輸出匹配位于中間右側。

這樣就可以創建一個倒置Doherty電路，通過使用比傳統Doherty網絡設計更復雜的匹配網絡來最小化載波PA路徑中的損耗。該方法集成了輸入功率分配器，具有相位偏移，輸出匹配至50Ω，以及印刷電路板（PCB）上所有必要的相位偏移。

測量非對稱GaN MMIC Doherty PA

下面，在+35 dBm的輸出功率水平下進行測量（除功率掃描外），相當于與相關的OBO平均功率約為8 dB。大信號S參數在頻率范圍為3.4~3.6 GHz的PA帶寬內顯示26 dB的平坦增益和優于10 dB的輸入回波損耗（圖3中的;紅色曲線）。

圖3：圖中分別顯示了在+35 dBm和+30 dBm輸出功率下測得的非對稱（紅色）和對稱（藍色）Doherty PA板的增益和輸入回波損耗。

大信號測量表明，PA在3.4~3.6 GHz的3 dB增益壓縮（P3dB）下提供18~21 W的輸出功率（圖4）。最高line-up功率附加效率（PAE）高于49％，在高OBO值為8.5~9 dB時，其范圍為40％~44％。對于增加的輸出功率而言，增益是平坦的，在設置峰值放大器之前，主放大器路徑中的壓縮量大約為1 dB。

圖4：執行非對稱Doherty PA板的CW功率掃描測量。顯示的是3.4,3.5和3.6 GHz的AM / AM和PAE。

完整的PA使用單載波20MHz LTE信號進行表征，峰均比為7.2 dB，平均輸出功率為+35 dBm，頻率范圍為3.4~3.6 GHz。放大器顯示出平坦的頻率響應，增益從26.2到26.6 dB不等。PAE的范圍為41.5％~43.1％。

非對稱Doherty PA實現-24 dBc的原始鄰信道功率比（ACPR）。我們使用與大規模MIMO應用相關的數字預失真（DPD）方案的結果表明，ACPR優于-50 dBc，LTE信號帶寬高達40 MHz。

測量完全集成的對稱Doherty PA

我們使用對稱GaN PA MMIC構建了完全集成的Doherty PA。GaN MMIC與GaAs IPD集成，其中包含輸入功率分配器，輸入相位偏移和輸出Doherty組合器，匹配50Ω。所有產品都集成在一個QFN封裝中，使得簡化的PA演示板只需要添加去耦電容和輸出隔直電容（圖5）。

圖5：顯示的是包含對稱GaN MMIC Doherty PA的電路板，它集成了輸入分配器，輸入相位偏移和輸出Doherty組合器，具有諧波終端和50Ω匹配。

該電路實現了比非對稱版本更高的RF帶寬，小信號增益約為30 dB（參見圖3）。在連續波（CW）條件下，PA板產生的P3dB為+44.3 dBm，最大PAE為52％，在6 dB OBO時PAE為44％。對稱放大器板使用平均輸出功率為+36.3 dBm的20 MHz LTE信號，增益為28.7 dB，PAE為40％，原始ACPR為-25 dBc。

性能對比

圖6比較了兩個Doherty PA板的性能。輸出功率歸一化為峰值功率。

圖6：該圖說明了對最大輸出功率（P3dB）歸一化的完全不對稱（紅色）和對稱（藍色）Doherty PA板的增益（虛線）和PAE（連續）的比較。

與非對稱版本相比，對稱Doherty由于輸入分配器中的較低損耗和相等的功率分配比而實現了2~3 dB的增益。我們還看到，由于驅動晶體管功耗的影響較小，對稱PA的PAE比非對稱方法（低至6 dB OBO）高1~3個百分點。

測量結果還表明，8 dB OBO下非對稱PA的PAE比對稱方法高8~10個百分點。然而，這是以降低線性度為代價的。

對于對稱PA，AM / AM壓縮更平滑，AM / PM曲線單調增加到小于10度。（圖7）。對于非對稱PA，兩種形狀都遵循更復雜的功能。這意味著非對稱設計需要更復雜的DPD算法進行線性化處理。

圖7：該圖顯示了歸一化到最大輸出功率（P3dB）的完全不對稱（紅色）和對稱（藍色）Doherty PA板的AM / PM（虛線）和AM / AM（連續）的比較。

結論

我們使用采用低成本工業塑料QFN封裝的MMIC PA構建了兩個版本的Doherty PA板。在電磁（EM）仿真期間考慮了封裝的寄生效應，以最大限度地減少其對總損耗的貢獻。這使我們能夠構建一個非常小的電路板來承載PA和相關組件，這是為5G網絡構建大規模MIMO天線陣列的重要一步。