該設計理念電路執行欠壓保護（UVP）以防止這種情況，并充當負載開關。幾乎沒有任何修改，它幾乎適用于任何電池類型，電壓范圍為4.5V - 19V。待機電流低于1μA。

與P溝道器件相比，高端N溝道MOSFET Q2降低了成本。開啟和關閉本質上是軟的，因此可以避免切換尖峰。

圖1該電路設置為12V鉛蓄電池，帶有凝膠電解質，溫度為20°C。另一種類型的累加器可能需要更改元件值。

操作

第一次電池/蓄電池連接到+ Acc，電路關閉。 C3放電，因此可編程參考TL431A（D1）將關閉，漏電流低于1μA。因此，電路的所有其他元件都被禁用，Q2因為其柵極通過R5放電而關閉。

在此狀態下，電路正在等待開啟時的正向脈沖輸入 - 通過按鈕或其他控制器。在此脈沖期間，TL431A導通，為TLC555供電，配置為振蕩器。通過C2＆amp; D3，振蕩器在Q2的柵極電容上產生自舉電壓，將其打開。

On

信號被移除后，電路保持在有效狀態，因為來自分壓器R1-R2的電壓對C3充電，保持從D1到Q2的回路回到D1。

電路斷開負載并在/關閉時自動關閉輸入變為低電平或達到欠壓跳變點。

跳變點表達式為：

V t =（1 + R1/R2）V ref

（V ref 是TL431 2.5V參考電壓）

所以R1/R2 = V t /V ref - 1

使I ref 的影響（最大4μA） 。）可忽略不計，使電流通過分頻器至少100次I ref ：

R1 + R2 = 30kO

因此，對于10.8V的跳變點，計算值為：

R2 = 30kO/（V t /V ref ）= 6.94 kO

R1 = 30kO - R2 = 23.06 kO

TL431A的V ref 容差為1％，因此R1的公差為R2應該更好地最小化降低跳變點精度，或者可以添加一個trimpot。

作為一種良好實踐，電流I ref 應小于其絕對最大額定值10mA的一半。因此：

R6 = V On /5mA

R6的上限定義為：

V ref =（R1 || R2）V t /（R6 +（R1 || R2））

R6 = （R1 || R2）（V t /V ref - 1）

所以，R6 = 17.8kO

如果選擇接近此限制的R6，則可以禁止在累加器耗盡時嘗試接通負載。/關閉輸入的優先級高于開啟。

電池電壓監控在開關Q2之后進行，因此低R DS（ on）對于正確操作至關重要。

在高負載電流下，應盡量減少開關時間以降低功耗。為了在導通期間快速充電Q2的柵極電容C g ，振蕩器頻率應該很高（這里約為900kHz）。為了快速關斷，R5不應該太高：時間取決于R5×C g 。

Q1阻止Q2的柵極連接到+ Acc通過D2 ＆amp;電路禁用時D3。可以使用具有中等增益（30-150）的任何PNP晶體管（例如，2N2904）。具有較高增益的晶體管（例如，BC556-BC560）可能需要降低R4以確保Q1在電路關閉狀態期間關閉。雖然應該通過555的電流可靠地打開Q1;在其頻率上限附近工作并使用低R3值可確保足夠的R4下降。

Q2的V GS（max）應規定低功率齊納二極管D4。

Q2主要參數的選擇取決于系統。因為C g 用作濾波電容，所以也應該注意它。適當的值位于2nF - 10nF范圍內;更大的電容可能需要增加C2的值。根據經驗，C2的范圍可以從C g 到2C g 。 C2的值對開啟時間有影響。

專注于VR，沒有他，這個想法根本就不會出現。