線路濾波器的動機

開關電源 (SMPS) 會導致傳導干擾，因為它們會在電源側產生無線電干擾電壓。這可能會干擾其他使用主電源供電的設備。線路濾波器有助于抑制產生的無線電干擾電壓。這些可以通過無源元件輕松設計，例如電流補償線路扼流圈和 X/Y 電容器。本文涉及單相線路濾波器的設計。

SMPS 輸入端的寄生電流

寄生電流通過阻抗導致無線電干擾電壓。 圖 1 顯示了 SMPS 中寄生電流的主要電流。

圖 1：SMPS 輸入端的寄生電流

最初，高頻有功電流 (i DM) 以開關穩壓器的脈沖頻率在電源側流動，從而導致差模干擾。由半導體元件(通常是 MOSFET)的快速開關過程引起的高頻振蕩與寄生效應相結合。原則上，差模電流從主電源線 (L) 流過整流橋，然后流過隔離變壓器的初級繞組、MOSFET 和中性導體 (N) 回到主電源。MOSFET 安裝在散熱器上以進行冷卻。反過來，它連接到保護接地導體 (PE)。散熱片和 MOSFET 的漏極之間的電容耦合發生在這里并產生共模干擾。電容耦合共模電流 (i CM) 現在沿著 PE 流回到 SMPS 輸入，在那里它通過 L 和 N 上的寄生電容再次耦合 。如圖 1所示，i CM現在流 過兩條主電源線，通過整流橋到達 MOSFET ，它再次通過散熱器寄生耦合到 PE。

預期干擾頻譜

整流后的電源電壓施加在漏源部分。整流電源電壓的峰值電平對應于：

已使用脈沖頻率為 100 kHz 的 SMPS 作為示例。對于此脈沖頻率，定時信號對應于 T = 10 μs。脈沖持續時間為 2 μs。基于此，首先可以確定占空比：

假設通過整流橋的電流是梯形的，則可以近似確定沒有線路濾波器和進一步傅立葉變換的 EMC 譜。首先需要封閉幅度譜密度的第一個角點：

封閉幅度譜密度的第一個轉角頻率類似于：

可以由此確定一次諧波的幅度：

基于SMPS 和地之間的寄生耦合電容 ( CP ) 為 20 pF的假設，現在可以確定一次諧波共模電流：

無線電干擾電壓是使用線路阻抗穩定網絡 (LISN) 和 EMC 測試接收機測量的。由于 EMC 測試接收機的 50 Ω 輸入阻抗和 LISN 的 50 Ω 輸出阻抗的并聯，產生了 25 Ω 的總阻抗 (Z)。現在可以計算測得的無線電干擾電壓 (V CM )：

轉換為分貝微伏，這給出：

計算結果是可以預期的高干擾發射。例如，此處可以使用產品系列標準 EN 55022 來評估干擾發射。在 0.15 MHz 至 0.5 MHz 的頻率范圍內，它定義了 66 dBμV 至 56 dBμV 的準峰值加權干擾電平。 圖 2 顯示了此無線路濾波器的 SMPS 的傳導無線電干擾電壓的測量結果。

圖 2：不帶線路濾波器的 SMPS 的無線電干擾電壓

測量表明，線路濾波器是絕對必要的。

線路濾波器的設計

圖 3 顯示了一個簡單的單相線路濾波器的原理圖設計。Würth Elektronik 提供各種型號的線路扼流圈，例如 WE-CMB 系列，用于構建線路濾波器。線路扼流圈基本上由錳鋅環芯組成，在其上有兩個沿相反方向繞制的幾何分離的繞組。 圖 4 顯示了 WE-CMB 的設計。在這種情況下，WE-CMB 就像一個濾波器線圈，它抵消電流并降低其幅度。應選擇在最低頻率范圍內具有盡可能低自諧振頻率 (SRF) 的共模扼流圈，因為此處使用的 SMPS 以非常低的脈沖頻率進行開關。低 SRF 會導致低頻范圍內的高衰減。

圖 3：單相線路濾波器

圖 4：WE-CMB 的設計

圖 5 顯示了 WE-CMB，尺寸 XS，電感為 39-mH，在 50-Ω 系統中的衰減特性曲線。

圖 5：WE-CMB XS 39 mH 的衰減

共模(黑線)和差模(紅色，虛線)抑制之間的衰減總是有區別的。在共模操作中，WE-CMB 線路扼流圈在 150 kHz 時達到其最大衰減。然而，衰減隨著頻率的增加而下降。需要其他 X/Y 電容器，因為線路濾波器應抑制高達 30 MHz 的干擾。X 電容器放置在線路濾波器之前和之后，以阻止來自電源側和 SMPS 的差模干擾。WE-CMB憑借其漏感，與X電容組合形成低通濾波器，降低差模干擾和后續共模干擾。此處選擇了兩個值為 330 nF 的 X 電容器作為示例。它們的 SRF 約為 2 MHz。

出于安全原因，如果 SMPS 與電源斷開，則必須在電源側放置一個與 X 電容器并聯的電阻器以對電容器放電。還應在線路濾波器之前放置一個壓敏電阻，以便將來自電源的瞬態過電壓短路。Würth Elektronik WE-VD 系列盤式壓敏電阻器非常適合此用途。還必須考慮過載保護，例如保險絲，并且應始終放置在壓敏電阻之前。保護在壓敏電阻短路的情況下跳閘。需要Y電容進一步抑制共模干擾。結合 WE-CMB，它們形成轉角頻率 (f 0 )，由 Thomson 振蕩方程定義：

需要衰減 40 dB 才能達到低于 66 dBμV(150 kHz)允許干擾電平的電平。這對應于對數表示中的兩個十年。脈沖頻率的十分之一用作轉角頻率或進一步計算 Y 電容器的因子。現在轉換振蕩方程并用于確定 Y 電容：

由于需要兩個 Y 電容，計算值除以 2。Y 電容將共模干擾從 SMPS 傳導回 PE。根據設備類型，僅允許 0.25 mA 至 ≤3.5 mA 的漏電流;不應使用值大于 4.7 nF 的電容。為此，選擇了兩個 E12 值為 2.2 nF 的 Y 電容器。 圖 6 顯示了使用該線路濾波器的測量結果。

圖 6：帶線路濾波器的無線電干擾電壓

電路中有濾波器，無線電干擾電壓測試的結果是通過。相應干擾限值與 150 kHz 頻率下的準峰值和平均測量值之間的余量大于 10 dB，并且該余量在整個頻率范圍內顯著增加。

線路濾波器的優化

還可以進一步提高低頻范圍內的信號干擾比。為此，兩個 330 nF 的 X 電容器被替換為兩個 1.5-μF 的 X 電容器。 圖 7 顯示了優化線路濾波器的測量結果。

圖 7：具有優化線路濾波器的無線電干擾電壓

電容的變化會導致低頻范圍內的無線電干擾電壓降低約 15 dB。已實現更大的信號干擾比并設計了良好的線路濾波器。

由于取消線路扼流圈而導致的錯誤

一開始經常嘗試只使用 X 和 Y 電容器來抑制干擾，以省去共模扼流圈。但是，這與線路濾波器通過增加高阻抗濾波器元件來抵消干擾電流的原理相違背。作為實驗，使用沒有共模扼流圈的相同濾波器測量了無線電干擾電壓。 圖 8 顯示了測量結果。

圖 8：帶線路濾波器的無線電干擾電壓，不帶 WE-CMB

正如預期的那樣，在沒有 WE-CMB 線路扼流圈的情況下，低頻范圍內的干擾發射會強烈增加。在 200 kHz 時，準峰值顯示的值約為 78 dBμV，平均值顯示的值為 60 dBμV。準峰值和平均測量都超過了允許的干擾電平，最高可達 600 kHz。沒有線路扼流圈的線路濾波器是不夠的。

附加差模濾波器

如果使用 WE-CMB 和 X 電容器的差模抑制不夠充分，則由兩個串聯線圈組成的附加差模濾波器會有所幫助。 圖 9 顯示了該設計。

圖 9：帶有 WE-CMB 和 WE-TI HV 的線路濾波器

Würth Elektronik 線圈 WE-TI HV 和 WE-PD2 HV 或 WE-SD 系列非常適合差模抑制。高頻干擾情況下推薦使用WE-UKW系列。此處可以再次使用 Thomson 振蕩方程來計算線圈。如果每個線圈需要 40 dB/十倍頻程的衰減，則應使用脈沖頻率的十分之一的轉角頻率進行計算。

X電容已經使用的X值可用于線圈的計算：

由于差模電流的線圈串聯，計算值除以 2。 WE-TI HV 的下一個較大電感值為 470 μH。差模線圈的選擇應保證其額定電流(I R)遠高于SMPS輸入的額定電流。

線路濾波器的結果

總之，沒有共模扼流圈的開關模式電源的線路濾波器是不夠的。單個電容器不足以完全抑制干擾發射。如果需要進一步抑制差模干擾，則線路濾波器之前的附加縱向線圈會有所幫助。使用線路濾波器，所有干擾水平都低于允許的極限值，并且 SMPS 可以通過 EMC 測試。

審核編輯：湯梓紅