在本文中，我們將仔細研究氮化鎵 (GaN)晶體管，以及這種新的半導體技術如何有望徹底改變 D 類放大器的性能。

憑借其非常低的導通電阻、非常高且干凈的開關能力，GaN 器件的性能超過了其硅 MOSFET 同類器件的性能。這使它們成為具有將音頻性能提升到新水平的潛力的高端音頻應用的完美選擇。

D 類 – 用開關放大信號

在 1950 年代，一個革命性的新概念被賦予了生命：使用有源設備放大音頻信號，這些有源設備不是在線性增益模式下運行，而是充當電子開關。其工作原理是，不是用晶體管來放大與輸入信號成正比的信號在線性區域，模擬輸出值是通過定時晶體管處于導通和截止狀態的比率來表示的。這會生成一串矩形脈沖，通常具有固定幅度[1]，但具有不同的寬度和間隔，然后代表模擬音頻輸入信號的幅度變化。

基本上，與關閉狀態相比，開啟狀態越長，它提供給揚聲器負載的功率就越高。通過使開關交替比音頻信號頻率快得多，開關操作變得難以區分。由于晶體管要么完全“導通”，要么完全“關斷”，它們在線性區域中花費的時間很少，因此耗散的功率很小。

圖 1：理想實用的 D 類放大器、D 類放大器的基本配置和影響因素。D 類放大器的失真和功率效率取決于開關器件的精度和效率。

盡管 D 類是第一個理論上提供完全線性操作、0% 失真和 100% 功率效率無功率損耗的放大器拓撲，但 D 類音頻放大器的商業化不得不等到 90 年代，那時硅 (Si) MOSFET 具有足夠的良好的設備參數變得廣泛可用。

從那時起，隨著 Si MOSFET 性能作為首選晶體管器件技術的發展，D 類放大器的性能一直在逐步提高。然而，最近，隨著具有更好物理特性的基于 GaN 的高電子遷移率晶體管 (HEMT) 器件成為現實，D 類放大器性能的飛躍即將到來。

開關性能決定音頻性能

讓我們來看看功率器件的關鍵參數，以及這些參數如何影響 D 類放大器的開關以及最終的音頻性能。

與 A 類或 AB 類等傳統線性放大類相比，就設備參數而言，D 類放大器在音頻性能、尺寸和功率效率之間沒有任何折衷。在 D 類中，實現高音頻性能所需的關鍵設備參數（例如開關速度和導通電阻）也有助于提高電源效率。更快的開關速度通過縮短能量損耗持續時間來最小化開關損耗，而較低的器件電阻可減少 I 2 R 損耗（與電流的平方成正比）。這標志著 D 類的一大優勢：電源開關器件具有更好的品質因數，同時能夠以更小的占位面積提高音頻質量和電源效率。

D 類放大器的開關性能由器件參數和工作條件決定。根據輸出電流的幅度，D 類放大器功率級以兩種開關模式之一運行：

零電壓開關 (ZVS) 和硬切換

這兩種模式極大地影響 D 類放大器的器件開關損耗（開關動作產生的損耗）。

D 類放大器在第一種工作模式 ZVS 下工作，此時輸出功率（和輸出電流）相對較低，通常僅達到額定功率的百分之幾。在 ZVS 操作中，輸出開關波形的轉換是 ??，而不是通過電感電流換向實現的開關導通 ?。開關輸出電壓的這種換向基本上消除了開關導通期間發生的任何功率損耗。因此，為了在空閑和輕負載條件下（放大器大部分時間都在工作）下最大限度地提高功率效率，需要插入一個較短的消隱時間。在此消隱時間內，所有開關都處于關斷狀態，以確保在下一個開關周期開始之前完成開關波形的轉換，即實現 ZVS。然而，這種消隱時間插入還會改變 PWM 調制器要求的輸出波形，因此會產生失真。消隱時間的持續時間由輸出電容 (Coss ) 的電源設備。對于相同的輸出電流，較大的 C oss需要較長的消隱時間。GaN 晶體管的低得多的 C oss減少了所需的消隱持續時間，因此減少了失真。正如隨后所討論的，當 D 類放大器在硬開關模式下運行時，較低的 Coss 也是有益的。

第二種操作模式是硬切換（在更高的輸出功率/電流下），它有兩個不希望的結果。硬開關模式的第一個不利后果是 MOSFET 體二極管中的反向恢復電荷 (Q rr )。在消隱期間，所有電源開關都關閉，體二極管承載輸出電流。體二極管中的 PN 結在其導通狀態期間會積累少數載流子電荷。將q RR必須在輸出電壓轉換到另一個開關端之前放電。這一步除了會產生功率損耗外，還會在電源軌之間的電流中產生一個尖銳的高峰值，并且是電磁干擾 (EMI) 噪聲發射的主要來源。GaN 晶體管沒有來自器件物理的體二極管或少數電荷效應。因此，它表現出零 Q rr， 實現了更干凈的開關波形。

硬開關操作的第二個不良結果是開關輸出電容 C oss 的結果。C oss必須充電和放電才能打開和關閉開關，因此更大的 C oss意味著更大的充電/放電能量。當開關關閉時，存儲在 C oss 中的能量在下一次開關打開時耗散。這種耗散是高開關頻率下功率損耗的一個重要來源。GaN 晶體管非常小的 C oss存儲的能量要少得多，因此降低了開關功率損耗。

與開關損耗類似，功率器件的傳導損耗也取決于器件技術和工作條件。傳導損耗與器件導通電阻和器件電流的平方成正比。GaN 技術以更小的外形尺寸實現了更低的導通電阻，從而實現了緊湊的高功率設計。

傳統上，在為 D 類放大器選擇 MOSFET 時，開關和傳導功率損耗在器件技術中處于一種權衡關系。例如，通過增加管芯尺寸以降低導通狀態電阻來減少傳導損耗會導致更高的柵極和輸出電容，從而降低開關速度，從而增加開關損耗。GaN 晶體管是晶體管技術的革命性進步，可實現更低的導通電阻，同時降低柵極和輸出電容，從而顯著降低功率損耗。因此，在 D 類放大器中，GaN 晶體管不僅能夠實現高效和緊湊的設計，同時還能實現卓越的音頻性能。

為什么 GaN 是高端 D 類的未來

D 類放大器需要更低的 R DS(on)以及更快、更干凈的開關轉換，以實現更高的額定功率，而這通常是 Si MOSFET 的相反性能權衡。這就是 D 類放大器可以從 GaN 中大大受益的原因。現在讓我們來看看設備運行機制，以發現這種突破性的性能是如何實現的。

圖 2：英飛凌 CoolGaN? e-mode HEMT 的橫截面

GaN HEMT 的基本結構類似于 Si MOSFET，它包括柵極、源極和漏極端子。GaN 開關的核心是形成在 GaN 層中的橫向二維電子氣 (2DEG) 層。2DEG 是由 AlGaN 和 GaN 之間的異質結形成的自由電子池，以極低的電阻在源極和漏極之間形成短路。在 AlGaN 層頂部添加 p-GaN 柵極會使相鄰的 2DEG 耗盡，因此當沒有施加柵極偏壓 (V GS = 0 V)時，漏極和源極不導電。這種增強模式柵極的工作原理與傳統的 Si MOSFET 類似。當向柵極施加正偏置電壓時，耗盡層消失，2DEG 形成低電阻導電通道。

在消隱期間，從源極到漏極的反向傳導模式對于 D 類放大器至關重要，以便開關輸出電壓保持在電源軌內。GaN 開關本質上是一個雙向器件，因此它實現了反向電流作為導通狀態之一。當漏極電壓低于源極電壓時，漏極開始充當源極并開啟器件，允??許反向電流流動。相比之下，Si MOSFET 是一個單向開關，帶有一個本征 PN 結體二極管，當器件關閉時，它提供從源極到漏極的反向電流。

圖 3：與 Si MOSFET 相比，CoolGaN? 的開關波形更快、更清晰

GaN HEMT 中沒有體二極管是一個顯著特征，因為它消除了由 Si MOSFET 中常見的 PN 結體二極管引起的開關噪聲的主要來源。因此，即使在高電壓、高電流和高速開關操作下，GaN HEMT 也能確保更清潔的開關。

工作示例——基于 250 W GaN 的 D 類放大器解決方案

所討論的 D 類放大器參考設計示例使用來自英飛凌的 CoolGaN? (IGT40R070D1 E8220) 和 200 V D 類驅動器 IC (IRS20957S)。

使用 GaN HEMT 需要不同的柵極驅動方案。Si MOSFET 在源極接收 0 V 或 10 V 柵極電壓以關閉和打開開關。柵極注入型 GaN 晶體管，例如英飛凌的 CoolGaN?，以類似的方式進行控制，但具有不同的柵極驅動電壓和一些持續的 DC 柵極偏置電流。在本設計示例中，接口電路（低側柵極驅動中的 R25、R26、R29、C12 和 D6，高側相同）插入 GaN HEMT 的柵極中。接口電路的輸出在 -1 V 和 +3 V 之間擺動，而不是來自 IRS20957S D 類控制器 IC 的 0 V 和 10 V。

表 1 參考設計的設計規范

圖 4：使用 400 V、70 mΩ 音頻專用 CoolGaN? (IGT40R070D1 E8220) 器件的 250 W + 250 W D 類設計示例

由此產生的音頻性能如圖 5 所示。它顯示了 500 kHz ? 的干凈切換，尤其是當我們考慮到這是一個 400 V、70 mΩ R DS(on)max晶體管時。在從軟開關到硬開關的轉換過程中沒有可見的 THD+N 電平轉換凸起，這可能會在高壓 D 類放大器中出現在幾瓦左右。硬切換區域很好而且很安靜。

圖 5：THD+N 與 4Ω 負載下的輸出功率

如上所述，基于 GaN 的 D 類放大器的優勢證明使用這種新型半導體材料是合理的。GaN 器件現在滲透到音頻領域，標志著音頻功率放大下一章的開始。為什么這特別適合D班？與傳統的線性拓撲不同，D 類的美妙之處在于可以實現功效和音頻性能的改進，并且所有這些甚至可以在更小的外形尺寸中實現。

審核編輯：湯梓紅