設計目的：為了得到一臺調頻發射機。

設計原理：本發射機為了得到較好音質，故主振級必須屏蔽，為了美觀與音質兼并而又簡單則直接采用閩實的MCE1417H100M模塊做主振級。故本發射機重點在高頻功放上，本次設計采用3355（甲類）+3355（甲類）+2053（丙類）+1971（丙類）模式。

設計步驟：

1、理論電路設計

（1）末級功放（1971）設計，采用以下電路

圖1

計算C10，L7，C11構成末級匹配網絡，C1971上加的是12V電壓，發射-集電極飽和壓降1V，所以1971輸出阻抗Rr=（12V-1V）*（12V-1V）/（2*5W）=12.1Ω。負載為Rc=50Ω。如圖：

C11=sqrt(Rc-Rr)/(2*Π*f*Rc*sqrtRr)

=sqrt(50-12.1)/(2×3.14×107500000×50×sqrt12.1)

=6.156/117500000000

=52.4pF

L7=sqrt（Rr(Rc-Rr)）/(2*Π*f)

=sqrt(12.1×(50-12.1))/2×3.14×107500000

=21.415/675000000

=31.72nH

C11可選用5/30P的微調電容加30P的瓷片再加個5P的瓷片并聯起來用，這樣電容的變化范圍為40~65也能通過較大電流不會太發熱，C11=52.4pF是在這個范圍的。

本人手頭上只有0.6MM的漆包線，故采用此線制作本設計中所有空心電感，利用空心電感計算器計算得到，如圖：，

圖3

可到到L7為5D3TΦ0.6，電感量為49.9291nH。有人就要問了L7應該是31.72nH??？怎么現在要把線饒成49.9291nH呢？不急，大家聽我慢慢道來，在圖2中是不是還有個C10沒計算啊？我是這樣理解的：L7是空心電感調起來不是很方便，而且會弄的很不美觀，我們給L7串聯個C10就可以變相的來調節L7的大小了，請看下圖：

我們可以認為L7是由L7（1）和L7（2）兩個電感串聯而得到的，令L7（1）=31.72nH，則L7（2）=49.9291-31.72=18.209nH，此處我們只看L7（1）與C11即可構成12.1Ω向50Ω的匹配網絡，然而L7（1）是虛擬的，誰能把個電感一繞就饒到31.72nH，神仙恐怕也沒這么厲害，我們是凡人，所以我們繞的電感實際植是49.9291nH，則必然多出了L7（2）=18.209nH。我們再看看C10與L7（2）構成的網絡，是一個LC串聯回路，如果我們使這個式子2*Π*F*sqrt(C10*L7(2))=1成立，也就是L7（2）與C10達到串聯諧振，L7（2）與C10組成的回路在107.5MHZ的頻率下阻抗為零！這樣一來C10加上去后L7是不是就變成了我們要得到31.72PF的要求。

C10=1/(4*Π*Π*F*F*L7(2))

=1/(4×3.14×3.14×107500000×107500000×0.000000018209)

=120.5PF

所以C10可以由5/30P的微調電容加兩個51P并聯組成。

而L5和L6均為高頻厄流圈,理論上是越大越好,而實際L5太大容易自激,所以一般采

5D10TΦ0.6。得到1971后級輸出匹配網絡的參數,如圖：

圖5

（2）2053輸出與1971之間的匹配網絡設計

采用以下電路

圖6

R6取10Ω，我也不知道為什么取10Ω，因為很多經典的電路上都取的10Ω，而且我實驗過很多次取10Ω很好用。

C8，C9，L4，構成T行匹配網絡使2053的輸出與1971的輸入阻抗匹配。

圖7

2053輸出功率為0.7W,輸出阻抗模為Rr(1)=50Ω,1971輸入阻抗（把R7算上）Rc(1)=15Ω

取Q值為3

L4=Q*Rc(1)/2*Π*F

=3×15/（2×3.14×107500000）

=66nH

通過計算器得到如下：

圖8

Xc8=Rr*sqrt｛［Rc*(1+Q*Q)/Rr］-1｝

=50×sqrt｛［15×(1+3×3)/50］-1｝

=70.7Ω

所以C8=1/(2*Π*F*Xc8)=20.95pF

Xc9=Rc(1+Q*Q)/(Q-sqrt｛［Rc*(1+Q*Q)/Rr］-1｝)

=150/(3-1.414)

=94.578

所以C9=1/(2*Π*F*Xc9)=15.66pF

C8與C9均選擇5/30PF的微調電容。得到下圖

圖9

這就重點部分的參數計算，下面終結全圖：

審核編輯：劉清