電力場效應管適用于1000KV以下的中小功率場合，主要指電力MOSFET，其采用多元集成的垂直導電結構，有V形槽導電的VVMOSFET和雙擴散MOS結構的VDMOSFET，目前比較流行的是VDMOSFET，比較常用的是其中的N溝道增強型。增強型的含義是，當柵源電壓Ugs超過開啟電壓Uth后，Ugs越大，漏源之間導通電阻Rds越小，導電能力越強；柵源之間隔著很薄的二氧化硅絕緣層，形成類似平板電容的寄生電容C，其中電場強度E=Ugs/d，間距d很小，對Ugs有格的要求，一般為10~15V，極限值為±20V,否則電場太強會擊穿二氧化硅。電力MOS管多數用作開關管，工作在開關狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間切換；通常說的輸入阻抗極高，輸入電流可忽略，是指直流靜態(tài)特性。在柵極施加高頻驅動脈沖時，充放電電流i=C*dUgs/dt ，頻率越高，電流越大 ;對柵極輸入電容充電為開通過程，放電為關斷過程；柵極輸入電容為皮法級的小容，充放電很快，MOS 管開關速度很快，工作頻率是主流電力電子器件中最高的，可達100KHz以上。開關頻率越高，充放電電流越大，所需驅動功率也越大。提高工作頻率，有利于設備小型化。半導體變流技術離不開電感、電容和開關變壓器，而電感、電容起作用的實質體現在感抗和容抗上，感抗XL=2兀fL，容抗 Xc=1/2兀fC，由此可見，提高頻率等同于增加電感量和電容量，這樣就可成倍地減小體積；由于能量轉換速度加快，開關變壓器容量和體積也大大減小。

圖一 N溝道增強型VDMOSFET

圖二 電路圖符號

圖一為N溝通增強型VDMOSFET斷面示意圖及等效電路圖，在電路圖中一般使用圖二所示的兩種圖形符號。圖形符號中的箭頭方向與反并聯寄生二極管的方向是一致的。電力電子器件的損耗發(fā)熱，是必須深刻理解的內容。對照圖三所示的損耗示意圖，分析損耗的組成。

圖三 損耗分析示意圖

先看圖三(a)，斷態(tài)損耗：功率MOSFET(P-MOS)關斷時，漏極電流Id近視為零，漏、源極承受最大工作電壓Uds，損耗P=Id*Uds=0; 通態(tài)損耗：Id達到最大工作電流，P-MOS完全導通，漏源之間電阻Rds達最小值，Uds=Id*Rds下降到很低，P=Uds*Id比較小，處于正常的低損耗發(fā)熱狀態(tài)；

開關損耗包括導通過程損耗和關斷過程損耗。導通過程中，Id逐漸上開，Uds逐漸減小，Id*Uds之積形成損耗面積，面積與開通速度有關，開通越快，面積越小，損耗P也就越??；關斷過程中，Id逐漸下降，Uds逐漸增大，關斷越快，損耗面積越小。

看圖三(b)，在沒有正確驅動P-MOS時，導致其未完全開通，此時Rds比較大，Uds沒能下降到很低的值，在Id也比較大時，會形成巨大的通態(tài)損耗，使P-MOS過熱損壞。

基于以上認知，下面以具體電路說明驅動電路的相關要求。為快速建立驅動電壓，要求驅動電路輸出電阻小，驅動電流足夠大；由于關斷時間一般都大于開通時間，關斷時施加負驅動電壓可減小關斷時間和關斷損耗；柵極串入幾十歐小電阻，可抑制可能產生的驅動信號振蕩。

圖四 光耦隔離推挽驅動電路

圖四驅動電路中，光耦OC1起隔離傳導干擾和電平轉換作用；遠放A構成比較器，用于驅動信號整形，使脈沖邊沿更加陡峭；T2、T3構成互補推挽電路，共射輸出，輸出電阻小，任何時刻只有一個能導通。T2、T3不可接成共集電極輸出，該結構在電壓跳變過程中，會發(fā)生T1、T2同時導通的后果；D1、Rg2單獨提供低阻放電回路，以進一步減小關斷時間，D1需用快恢復二極管。控制器P1.0輸出低電平時，比較器輸出負電平，T3導通輸出負驅動電壓，柵極電容放電，MOS管快速關斷；P1.0輸出高電平時，比較器輸出正電平，T2導通輸出正驅動電壓，柵極電容充電，MOS管快速開通。

圖五 脈沖變壓器隔離驅動

在驅動如圖五所示主電路時，隨著低壓側Q2的截止與導通，A點的電位是浮動，即高壓側Q1管的源極電位是變動的，一般方法難以施加柵源驅動電壓Ugs ，同時主電路的電壓一般都比較高，難以保證驅動電路安全工作，在這種情形下，最好的辦法是用脈沖變壓器(PTR)進行隔離，PTR可以隔離一切電位，且能把確定的電位差傳遞到次級，即能保證柵源之間有合適的驅動電壓，而不管S極電位如何變動，既解決了電位浮動問題，又實現了危險電壓的隔離。對PTR的要求是：耦合電容要小，使之具有抗干擾能力；漏感小，瞬時傳輸功率高；體積要小，抗電強度高。在圖五的PTR隔離驅動電路中，R1、D1起續(xù)流作用，防止反電勢損壞T1；D2、D3用于脈沖整形，確保G極使用正脈沖快速充電；R4、R5提供放電回路；DZ1、DZ2起限制柵源電壓的作用，使之不超過±20V，防止柵源之間的絕緣層被擊穿。

圖六 驅動等效電路

任何驅動都可等效成圖六所示的電路，其中R0為與柵極串聯的驅動電路等效內阻，L1為細長彎曲銅箔或引線引起的寄生電感，Cg為柵極等效輸入電容，它們構成了RLC串聯電路。驅動脈沖中含有各種頻率成份的信號分量，開通過程中，當某一頻率與線路固有頻率相同時，可能引起RLC電路的串聯諧振現象，此時該頻率信號的電流I達到最大值，當容抗Xc>>R0時，電容上的電壓Uc=I*Xc有可能超出柵極極限電壓，即使沒有超出極限，也會引起驅動電壓Ugs振蕩，當Ugs在閾值電壓Uth附近振蕩時，會造成MOS管不能完全開通，反復進入高阻導通狀態(tài)，引發(fā)極大損耗，發(fā)熱嚴重；關斷過程中，當R0很小時，會發(fā)生欠阻尼振蕩，造成關斷緩慢而產生較大的損耗。為抑制諧振，就要降低諧振品質因數Q=XL/R,需適當加大G極的串聯電阻，并設法減小寄生電感；加大電阻和減小電感，也能使RLC串聯電路進入臨界阻尼或過阻尼狀態(tài)而不發(fā)生關斷時的振蕩。

審核編輯：湯梓紅