需要均方根 （rms） 功率檢測來測量和控制多載波無線基礎設施中的發射功率。當發射信號的峰均比不固定時，使用二極管檢測或對數放大器的傳統功率檢波器無法準確測量功率。測量電路的溫度穩定性至關重要，探測器傳遞函數的線性度也至關重要。本應用筆記介紹了在大于50 dB的動態范圍內，將均方根功率檢波器的溫度穩定性及其傳遞函數線性度提高到小于±0.3 dB的技術。

介紹

現代無線發射器通常需要嚴格控制發射的射頻（RF）功率。在無線蜂窩網絡中，嚴格的功率控制允許精確設置蜂窩的大小以增強覆蓋范圍。精確的功率控制還避免了對RF功率放大器（PA）進行過多的熱尺寸標注，當實際發射功率存在不確定性時，需要對熱尺寸進行微調。例如，如果50 W （47 dBm）功率放大器的發射功率不確定性僅為1 dB，則必須對PA進行尺寸設計，使其能夠安全（即不會過熱）傳輸63 W （48 dBm）。

功率測量和控制也用于接收器，通常為中頻（IF）。這里的目標是測量和控制接收信號的增益，使中頻放大器和模數轉換器（ADC）不會過驅動。雖然測量接收信號的精度（通常稱為接收信號強度指示器或RSSI）對于最大化信噪比很有用，但它不如發射側重要;目標只是將接收到的信號保持在一定的限度內。

RMS RF功率檢波器可以獨立于信號峰均比或波峰因數測量RF功率。當測量信號的峰均比發生變化時，這種能力至關重要。這在無線蜂窩網絡中很常見，因為蜂窩基站承載的呼叫數量不斷變化。峰均比的變化既是由于不同功率水平下多個載波的傳輸，也是由于單個碼分多址（CDMA）載波中碼域功率的變化造成的。

圖1.現代無線發射器使用射頻功率測量和控制來嚴格調節發射功率。在接收器中，功率測量用于防止中頻和基帶元件過驅，同時最大限度地提高信噪比。

高動態范圍均方根直流轉換器

AD8362是一款均方根直流轉換器，可在60 dB或更高的范圍內測量均方根電壓，范圍從極低頻率到約2.7 GHz。 圖2顯示了AD8362在2.2 GHz時的傳遞函數（以輸出電壓表示）與輸入信號強度（以dBm為單位）相對于50 Ω。

圖2還顯示了該傳遞函數與最佳擬合線的偏差。這條線具有斜率和截距，它們是使用測量數據的線性回歸計算的。一旦計算出這條線的斜率和截距，就可以繪制出以dB為單位的誤差圖。在圖 2 中，此行按右側縮放。

圖2.對數均方根直流轉換器的傳遞函數顯示了輸出電壓（以伏特為單位）和dB縮放輸入信號之間的線性dB關系。該圖還顯示了傳遞函數紋波和溫度漂移（在右軸上縮放）。

該圖顯示了峰峰值幅度高達0.75 dB的重復紋波。這種紋波導致同樣大的測量不確定度。該圖還顯示傳遞函數隨溫度變化。在這種情況下，傳輸的溫度漂移由截距的變化決定（即斜率保持相對恒定）。

AD8362對數均方根直流轉換器的工作原理

圖3所示為AD8362的框圖。AD8362的主要元件是一個線性dB可變增益放大器（VGA），包括一個壓控衰減器、一個固定增益放大器、一個低動態范圍均方根直流轉換器和一個誤差放大器。

圖3.AD8362對數均方根直流轉換器均方根直流轉換器的輸入信號施加于VGA輸入。VGA的輸出施加于低范圍均方根直流轉換器。將該檢波器的輸出與設定點電壓進行比較，設定點電壓產生誤差信號，反饋回VGA的增益控制輸入。

輸入信號施加到VGA。VGA的輸出施加于低范圍均方根直流轉換器。該檢波器的輸出與VGA輸出信號的均方根電壓成正比。

固定基準電壓（也稱為目標電壓）施加于相同的低動態范圍均方根至直流轉換器。兩個檢測器的輸出施加于產生誤差信號的誤差放大器/積分器。誤差放大器的輸出施加于VGA的增益控制輸入。VGA的增益控制傳遞函數為負，即電壓增加會降低增益。

當向電路施加小輸入信號時，來自信號路徑檢測器的電壓將很小，從而產生驅動VGA的誤差減小信號。該誤差信號將繼續減小，增加VGA增益，直到信號鏈檢波器的輸出等于參考檢波器的輸出。

同樣，較大的輸入信號將產生一個誤差信號遞增，從而降低VGA的增益，直到來自信號路徑檢測器的電壓等于參考檢測器的電壓。在所有情況下，當系統達到平衡時，均方根直流轉換器的輸入電壓建立到相同的值。因此，低范圍均方根直流轉換器需要非常小的工作范圍即可使電路工作。

VGA的傳遞函數以dB為單位線性，即以dB為單位的增益與控制電壓成正比，以伏特為單位。在這種情況下，VGA增益控制的斜率約為–50 mV/dB。結果是整個電路的對數傳遞函數（即VGA輸入與誤差放大器輸出之間的關系），即輸出電壓與對數或均方根輸入電壓成正比。請注意，該增益控制功能的溫度穩定性對于均方根測量的整體溫度穩定性至關重要。

高斯插值器

圖2顯示了一致性曲線中的周期性紋波。這種紋波的來源是高斯插值器。高斯插值器確定從可變衰減器獲取信號的節點。然后，將其應用于構成AD8362VGA輸出級的固定增益放大器。

衰減器和高斯插值器電路的簡化原理圖如圖4所示。輸入梯形衰減器由多個部分組成，每個部分將輸入信號衰減6.33 dB。信號通過可變跨導級從這些部分分接。高斯插值器根據施加到可變衰減器控制端口的控制信號確定哪些跨導級處于活動狀態，從而確定應用于輸入信號的衰減量。

圖4.AD8362 VGA衰減器，內置高斯插值器。雖然高斯插值器的存在在輸出電壓和控制電壓之間產生連續關系，但這種關系具有周期性紋波。

落在抽頭點之間的衰減水平要求相鄰的跨導級同時處于活動狀態，以根據指示傳導更努力的跨導單元產生這些抽頭點的加權平均值。相鄰級的電導變化以沿衰減器滑動抽頭點的方式是一致性曲線中觀察到紋波的原因。

濾除錯誤信號

低范圍均方根直流轉換器中的平方單元產生一個直流元件和一個輸入頻率兩倍的元件。這是從三角恒等式得出的

如果此信號是單音正弦波，則平方單元的輸出將是直流分量和輸入頻率兩倍的正弦波音。誤差放大器/積分器的主導極點將濾除雙頻分量，只留下直流分量。

如果輸入信號是寬帶信號，例如CDMA或寬帶CDMA（WCDMA）信號，則在直流處出現的分量范圍從直流到原始信號帶寬的一半。因此，一旦雙倍頻率被濾除，反饋到VGA的電路輸出仍然包含明顯的紋波，表現為疊加在直流電平上的類似噪聲的信號。通常的做法是增加誤差放大器中的濾波，使誤差放大器輸出端的信號噪聲顯著降低。這導致整個電路的無噪聲輸出。

去除傳遞函數紋波

圖5顯示了利用這種基帶噪聲的電路的替代配置。與圖3所示電路相比，積分器外部濾波電容的尺寸顯著減小，但仍保持足夠大，以實現有效的均方根平均。當寬帶信號作為電路的輸入時，誤差放大器的輸出包含大量噪聲，但仍以正確的均方根輸出電平為中心。誤差放大器輸出端的噪聲電平設置為至少300 mV p-p的水平，300 mV是VGA的R-2R梯形圖上相鄰抽頭之間的dB距離×VGA的增益控制斜率（即50 mV/dB×6 dB）。只要該輸出噪聲水平至少為300 mV p-p，其實際值就不重要。

圖5.濾波電容器的尺寸減小，濾波電容器通常用于降低平方單元輸出端的噪聲。反饋到VGA的噪聲導致VGA的增益在至少6 dB的范圍內波動。這往往會使VGA傳遞函數中的紋波趨于均勻，進而使整個電路的傳遞函數趨于平衡。平方器輸出端的噪聲在測量之前經過外部濾波。

這種輕微濾波的信號被反饋到VGA控制輸入。該信號中的噪聲導致VGA的增益圍繞中心點波動。VGA的增益控制斜率為50 mV/dB。因此，噪聲將導致VGA的瞬時增益變化約6 dB。高斯插值器的游標在R-2R梯形圖的大約一個抽頭上來回移動。

由于增益控制電壓在高斯插值器的至少一個抽頭上不斷移動，因此VGA輸出的均方根信號強度與VGA控制電壓之間的關系與VGA的增益控制紋波無關。施加到平方單元的信號現在經過輕微的AM調制。但是，這種調制不會改變信號的峰均比。

由于濾波電容減少，誤差放大器輸出端的均方根電壓現在包含顯著的峰峰值噪聲。雖然在噪聲完好無損的情況下將該信號反饋回VGA增益控制輸入至關重要，但進入外部測量節點的均方根電壓可以使用簡單的濾波器進行濾波，以產生基本無噪聲的均方根電壓。

圖6顯示了均方根直流轉換器傳遞函數紋波的降低。反饋到VGA增益控制端子的600 mV峰峰值噪聲可能看起來不必要，因為只需要足夠的噪聲來行使超過6 dB的增益控制電壓（R-2R階梯上的一次抽頭）。然而，隨著擴頻CDMA信號中的呼叫負載降低，信號的峰均比也會降低。這樣可以減少檢測器輸出端出現的噪聲。因此，峰峰值噪聲的設置使其始終跨越R-2R梯形圖上的至少一個抽頭。請注意，誤差函數中的峰值約為–57 dBm是由于用于測量輸送到電路的功率的高動態范圍均方根功率計頭的測量誤差造成的。

圖6.降低高峰均比信號的傳遞函數紋波（單載波WCDMA，測試模型16，2.2 GHz）。–57 dBm處的峰值是由于測量誤差造成的。

圖7顯示了施加未調制正弦波時修改電路的傳遞函數。傳遞函數紋波不會減少。如前所述，當正弦波施加到平方單元時，輸出產物是雙頻和直流電壓電平。由于正弦波是窄帶，因此在接近直流時不會出現類似噪聲的電壓。一旦雙頻被移除，就沒有交流分量可用于在任何范圍內執行VGA的增益控制輸入。

圖7.對電路施加未調制（2.2 GHz）正弦波不會降低傳遞函數紋波，因為在低范圍均方根檢波器的輸出端不會產生基帶抖動。

VTGT的抖動注射

圖8顯示了可用于這些情況的替代電路。執行VGA所需的抖動信號耦合到基準電壓（也稱為目標電壓）上。這會在誤差放大器的輸出端產生干擾，并反饋到VGA增益控制輸入端。耦合到VREF信號的信號可以是噪聲或相干信號，例如正弦波。

圖8.抖動信號可以施加到 VTGT 引腳。如果輸入信號的峰均比較低（例如正弦波），則此技術很有用。抖動信號可以是正弦波或白噪聲。

圖9顯示了當正弦波作為輸入信號時該電路的傳遞函數。VTGT電壓標稱為1 V dc，現在疊加了500 mV p-p，10 kHz正弦波。實現的傳遞函數紋波降低與WCDMA信號相似。抖動信號的頻率不是很關鍵。它應該設置得足夠高，以便可以輕松濾除輸出紋波，同時實現所需的脈沖響應時間。

圖9.通過在VTGT輸入端施加抖動信號（10 kHz時為500 mV p-p，直流電平= 1 V），對于具有低峰均比的輸入信號，可以實現類似的紋波降低。在這種情況下，輸入信號是2.2 GHz正弦波。

溫度補償

除了傳遞函數紋波引起的測量不確定度外，器件的溫度漂移還會導致進一步（和更大）的測量不確定度（圖 2）。然而，觀察大量器件（圖10）表明，溫度漂移具有一致的趨勢。輸出電壓隨著溫度的降低而增加。但是，漂移量會因零件而異。此外，漂移的大小隨頻率而變化。附錄顯示了其他頻率下總體的溫度漂移圖。

圖 10.2.2 GHz（平均±（3 sigma）時器件間溫度漂移的統計分布顯示，輸出電壓在冷時始終高，在熱時始終低。溫度漂移主要由截距的移動決定。

使用圖11所示的簡單技術，可以進一步降低該器件的溫度漂移。如前所述，AD8362輸出電壓的漂移主要是由截距漂移引起的。整個傳遞函數隨著溫度的升高而趨于下降，而斜率保持相當穩定。這使得溫度漂移與輸入電平相當獨立。根據特定輸入電平（例如 5 dBm）的漂移，以這種方式補償溫度漂移，將在整個動態范圍內保持良好狀態（圖 12）。

圖 11.通過在對數放大器的輸出電壓上增加一個小失調電壓和一個正溫度系數，可以進一步降低AD8362的低溫度漂移。

圖 12.采用簡單的交調距溫度補償方案，可以顯著降低AD8362的溫度漂移。在這種情況下，5 dBm時的2.2 GHz漂移得到補償。由于溫度漂移以截距為主，因此在整個范圍內都能實現良好的性能。

補償方案很簡單，依靠精密溫度傳感器TMP36驅動電阻分壓器的一側，另一側由AD8362驅動，輸出在中心抽頭處獲取。TMP36 在 25°C 時的輸出電壓為 750 mV，溫度系數為 10 mV/°C。 隨著溫度的升高，AD8362的電壓下降，而TMP36的電壓上升。選擇R1和R2，以使電阻分壓器中心的電壓在整個溫度范圍內保持穩定。實際上，R2將比R1大得多，因此電路的輸出電壓將非常接近AD8362的VOUT引腳電壓。

選擇 R1 和 R2

電阻比R1/R2由AD8362在目標頻率下的溫度漂移決定。選擇特定輸入電平的漂移。這樣可以在該級別上產生最佳精度。在本例中，R1和R2是根據輸入電平為5 dBm時的漂移選擇的。R1 和 R2 根據公式選擇

其中10 mV/°C是TMP36的漂移，AD8362的漂移規格為mV/°C。 以dB/8C為單位的溫度漂移通過乘以對數斜率轉換為mV/°C。例如，900 MHz時的漂移為–0.008 dB/°C（5 dBm時），通過乘以50 mV/dB斜率轉換得到–0.4 mV/°C。 表I顯示了該計算結果以及R2和R1在900 MHz、1900 MHz和2200 MHz頻率下的結果值。

復合紋波降低和溫度補償電路

溫度補償和傳遞函數紋波降低這兩種方案可以組合在一起，產生一個高度線性、溫度穩定的均方根檢波器。

圖13所示為電路實現方案。兩個補償電路通過運算放大器緩沖器相互隔離。

圖 13.抖動減少和溫度補償方案可以組合在一起，以產生具有低溫度漂移和出色傳遞函數線性度的單個電路。

圖14顯示了該電路在–40°C、+25°C和+85°C下在2.2 GHz下測得的傳遞函數。 在 60 dB 范圍內，測量誤差約為 ±0.5 dB。如前所述，約–57 dBm的誤差尖峰是由于測量中使用的高動態范圍均方根功率計頭向AD8362報告輸入信號不足所致。

圖 14.將紋波降低和溫度補償方案相結合，可在大約60 dB的范圍內產生測量線性度約為±0.5 dB的電路（低功耗下的誤差過大是由于測量誤差）。

結論

雖然AD8362，一個60 dB對數TruPwr?探測器，具有優異的基線性能，其測量精度可以進一步提高。所使用的技術很簡單，涉及電阻器、電容器和溫度傳感器，并且由于溫度漂移的部件間可重復性，可以批量生產。

審核編輯：郭婷