作者：George Alexandrov and Nathan Carter

用于光電二極管、壓電和其他儀器儀表應(yīng)用的低噪聲放大器通常需要電路參數(shù)，例如極高的輸入阻抗、低 1/f 噪聲或亞皮安偏置電流，而現(xiàn)有的集成產(chǎn)品無法滿足這些參數(shù)。本文討論使用分立元件設(shè)計低噪聲放大器的要求和挑戰(zhàn)，特別強調(diào)折合到輸入端的噪聲和失調(diào)電壓調(diào)整。

高輸入增益拓?fù)涞木窒扌?/p>

典型的分立放大器（如圖1所示）使用高速運算放大器，前面是差分放大器級，采用雙匹配JFET實現(xiàn)，提供高輸入阻抗和一些初始增益。系統(tǒng)噪聲主要由輸入級主導(dǎo)，因此不需要低噪聲運算放大器。

圖1.高速、低噪聲儀表放大器。

不幸的是，在低增益和高頻下穩(wěn)定輸出是一個挑戰(zhàn)。通過添加RC補償網(wǎng)絡(luò)C來實現(xiàn)穩(wěn)定性C和 RC，但這些元件的最佳值會隨著增益而變化，從而使整體設(shè)計復(fù)雜化。此外，對于某些應(yīng)用來說，大信號響應(yīng)可能太慢。

圖2所示電路可以在單位增益下實現(xiàn)相當(dāng)?shù)脑肼暎鵁o需補償。速度主要由運算放大器決定。該電路由三個主要部分組成：輸出運算放大器、FET輸入緩沖器和偏置FET的電流源。

圖2.單位增益穩(wěn)定版放大器。

輸入級的單位增益配置對運算放大器的噪聲性能有嚴(yán)格的限制。在圖1所示電路中，輸入FET的增益有限，從而降低了下一級的噪聲影響。在單位增益配置中，總噪聲在輸入緩沖器和運算放大器之間分配，因此需要一個低噪聲運算放大器。

輸入級電流源

如果實施不當(dāng)，用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會對整體系統(tǒng)噪聲產(chǎn)生巨大影響。最小化偏置噪聲貢獻(xiàn)的一種方法是在簡單的電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

圖3.電流鏡退化。

流入晶體管Q的電流0鏡像在晶體管 Q 中1和 Q2.噪聲源包括晶體管的1/f和散粒噪聲。添加退化電阻可將散粒噪聲降低 1 + g 倍mR德根，但對 1/f 噪聲沒有影響。該噪聲源建模為基極和發(fā)射極之間的電流，無法通過添加R來改善德根.需要不同的電流源架構(gòu)來同時降低兩個噪聲源。

圖4.帶電流分配電阻的電流鏡。

修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源需要較少的晶體管，允許使用雙晶體管對而不是四通道封裝，并減小了尺寸和成本。噪聲性能得到極大改善，因為散粒噪聲和1/f噪聲都被抵消了。來自晶體管Q的電流0鏡像到晶體管 Q1.該電流使用一對電阻在集電極上分配，因此1/f和散粒噪聲將均勻分配。由于噪聲源來自同一晶體管，因此它們是相干的。輸出為差分輸出，因此噪聲被抵消，如圖5所示。

圖5.顯示噪聲消除的電流源的理想表示。

電流鏡子晶體管仍然退化，以改善電流匹配和輸出阻抗。電流由R兩端的壓降決定德根，因此晶體管匹配并不像未退化的情況下那么重要。這允許使用幾乎任何匹配對，但集電極電容必須很低以保持穩(wěn)定性。兩種實現(xiàn)方案的差分輸入電容保持不變，因為兩個輸入器件的源之間的耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。

為了進行測試，決定偏置電流的基準(zhǔn)電壓源由連接到V的電阻器設(shè)置。抄送.這使得電路容易出現(xiàn)性能問題，如果V。抄送變化。在實際實現(xiàn)中，應(yīng)使用齊納、帶隙或IC基準(zhǔn)電壓源代替電阻。

運算放大器

運算放大器決定了整個放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據(jù)應(yīng)用進行選擇。表1顯示了合適運算放大器的一些典型值。

表 1.相關(guān)運算放大器特性

ADA4897非常適合實現(xiàn)大多數(shù)高速檢測應(yīng)用所需的低噪聲性能。對于高壓應(yīng)用，ADA4898也表現(xiàn)良好。該器件能夠采用 ±18V 電源供電，保持低噪聲，同時僅消耗 8mA 電源電流。兩個放大器均采用壓擺率超過50 V/μs的復(fù)合設(shè)計。

輸入場效應(yīng)晶體管

輸入FET決定了放大器的輸入特性。最佳性能要求FET具有良好的匹配性、低噪聲和低輸入偏置電流。最重要的是，這些JFET決定了輸入失調(diào)電壓，因此它們必須非常匹配。在LSK389的情況下，最大ΔV一般事務(wù)人員為 20 mV，對應(yīng)于 V操作系統(tǒng)20 mV。稍后將討論降低這種相對較高的失調(diào)電壓的技術(shù)。

表 2.JFET的相關(guān)特性

放大器性能

以下示例使用由LSK389A nJFET、PMP4201晶體管和運算放大器ADA4897實現(xiàn)的放大器。評估板如圖6所示。

圖6.放大器評估板，包括數(shù)字電位計連接。

該放大器實現(xiàn)方案最明顯的誤差源是高輸入失調(diào)電壓。該失調(diào)電壓主要由輸入FET失配決定，可高達(dá)10 mV。（LSK389數(shù)據(jù)手冊聲稱失配高達(dá)20 mV，但在測試期間從未見過如此高的數(shù)字。增益為100會產(chǎn)生1 V輸出失調(diào)，使放大器幾乎無用。在該放大器用作前置放大器之前，需要調(diào)整高輸入失調(diào)電壓。這是通過AD5292數(shù)字電位計完成的。本文討論根據(jù)電位計的位置進行失調(diào)調(diào)整的兩種方法。

輸入失調(diào)電壓

測試版本的放大器的輸入失調(diào)電壓范圍為1 mV至10 mV。造成這種失調(diào)的主要原因是輸入JFET的不匹配。LSK389 數(shù)據(jù)手冊顯示 IDSS變化可達(dá) 10%，影響 V一般事務(wù)人員并引入失調(diào)電壓。幸運的是，失調(diào)源于通過JFET的不等偏置電流，因此可以調(diào)整提供這些電流的電流源以補償該誤差。實現(xiàn)零失調(diào)電壓的一種方法如圖7所示。

圖7.使用電位計消除輸入失調(diào)電壓。

AD5141或AD5292等數(shù)字電位計可用于調(diào)節(jié)通過輸入器件的電流。表3顯示了這些器件的主要特性，包括一個通過SPI接口控制的三端子電位計，用于精確定位游標(biāo)以實現(xiàn)精確的電阻控制。

表 3.數(shù)字電位器規(guī)格

遺憾的是，這些數(shù)字電位計的端子寄生電容很高（高達(dá)85 pF），這會導(dǎo)致穩(wěn)定性問題和高頻振鈴。圖8顯示了使用該電位計和不使用此電位計的放大器的階躍響應(yīng)。

圖8.放大器a）帶和b）不帶電位計的階躍響應(yīng)，用于失調(diào)調(diào)整。

85 pF的寄生電容連接在輸入FET的源極和地之間，在高頻下引起明顯的振鈴和不穩(wěn)定。另一種偏置設(shè)置可降低輸入失調(diào)電壓，同時在高頻下保持低噪聲和穩(wěn)定性，如圖9所示。

圖9.使用電位計消除輸入失調(diào)電壓的替代方法。

在上述兩種偏置方法中，數(shù)字電位計用于調(diào)節(jié)通過每個FET的電流，直到它們的柵源電壓匹配并且輸入失調(diào)電壓最小化。但是，圖9的偏置方案可確保電位計的高寄生電容不會導(dǎo)致高頻不穩(wěn)定和振鈴。它的工作原理是結(jié)合圖3和圖4中的兩種不同的電流鏡配置。The Q0/Q1電流鏡通過分離集電極電流為FET提供大部分電流，幾乎沒有從偏置晶體管引入噪聲。Q0/Q2/Q3形成一個更傳統(tǒng)但更嘈雜的電流鏡子。它們經(jīng)過退化，因此僅提供總FET偏置電流的1%至2%（約30 μA）。這不足以引入顯著噪聲，但允許進行足夠的調(diào)整，輕松調(diào)整10 mV失調(diào)。更重要的是，它確保電位計的寄生電容不會影響輸出。因此，由于 RS分路器，可以根據(jù)Q的退化可靠地調(diào)整偏移2/Q3，任何電位計寄生效應(yīng)都對輸出沒有影響。圖10顯示了鏡像修整版本的階躍響應(yīng)。

圖 10.放大器在電流鏡處調(diào)整的階躍響應(yīng)。

數(shù)字電位計提供了一種調(diào)整失調(diào)電壓的簡便方法，允許在很寬的工作溫度和電壓范圍內(nèi)將失調(diào)降至最低。AD5292內(nèi)置一個20次可編程存儲器，允許在調(diào)整失調(diào)電壓后永久存儲游標(biāo)位置。本電路采用AD5292評估板將失調(diào)調(diào)整電位計連接在板外。對于更緊湊的設(shè)計，數(shù)字電位計可以包含在板上，并使用其片內(nèi)串行接口引腳進行編程。

使用這種方法，使用AD5292 20 kΩ電位計，LSK389/ADA4897放大器的輸入失調(diào)電壓成功降至幾微伏。

失調(diào)漂移

對于未修整的放大器，失調(diào)電壓溫度系數(shù)或輸入失調(diào)電壓隨溫度升高而增加的速率約為4 μV/°C。增加AD5292后，該值將增加到約25 μV/°C。 這些結(jié)果如圖 11 所示。

圖 11.輸入失調(diào)電壓與溫度的關(guān)系。

盡管漂移變化很大，但放大器的動態(tài)范圍得到了顯著改善。考慮一個未修整的放大器，在增益為100，溫度為85°C時失調(diào)為5 mV。 這將創(chuàng)建

V外= （V操作系統(tǒng)+ TCV操作系統(tǒng)× T） × G = （5 mV + 4 μV/°C × 85°C） × 100 = 534 mV。

如果在相同工作條件下將失調(diào)調(diào)整至5 μV，則輸出失調(diào)將為

V外= （V操作系統(tǒng)+ TCV操作系統(tǒng)× T） × G = （5 μV + 25 μV/°C × 85°C） × 100 = 213 mV，

從而將動態(tài)范圍提高 300 mV 以上。這也支持現(xiàn)場校準(zhǔn)和系統(tǒng)級漂移校準(zhǔn)和調(diào)整技術(shù)，從而進一步提高精度。

噪聲

圖 12.不同微調(diào)的折合到輸入端的噪聲電壓。

圖12顯示了各種放大器配置的噪聲密度。該放大器在8 mA電源電流下實現(xiàn)了2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，優(yōu)于現(xiàn)有的集成產(chǎn)品。未調(diào)整的1/f噪聲在10 Hz時為4 nV/√Hz，在1 Hz時為16 nV/√Hz。 請注意，傳統(tǒng)電流鏡（紅色曲線）的1/f和寬帶噪聲都高出1.5至2倍，并且總體噪聲在調(diào)整后幾乎保持不變，如其他三條曲線所示。

小信號傳遞函數(shù)

圖13和圖14顯示了各種增益和調(diào)整設(shè)置下的頻率響應(yīng)。請注意，RS調(diào)整放大器不穩(wěn)定，未調(diào)整和鏡像調(diào)整版本之間的頻率響應(yīng)相同。

圖 13.放大器的未修整版本在不同增益下的帶寬。

圖 14.用于不同電位計放置的單位增益帶寬。

輸入偏置電流

輸入偏置電流使用增益配置和檢測電阻測量。表4顯示了各種器件、電壓和溫度的典型范圍。

表 4.輸入偏置電流值

結(jié)論

隨著越來越多的應(yīng)用需要具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調(diào)電壓的專用運算放大器，能夠使用分立器件設(shè)計專用電路變得越來越重要。本文介紹了一款高速、低噪聲放大器，其輸入失調(diào)電壓可調(diào)，僅使用四個分立器件。討論了每級的設(shè)計考慮因素，特別強調(diào)了放大器的噪聲性能以及消除散粒和1/f噪聲的各種方法。使用運算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設(shè)計并測試了一款單位增益放大器，具有2 nV/√Hz輸入?yún)⒖荚肼暎娫措娏鲀H為8 mA。10 mV范圍內(nèi)的高輸入失調(diào)電壓使用數(shù)字電位計AD5292進行數(shù)字調(diào)整。討論了替代部件，以適應(yīng)不同的應(yīng)用和環(huán)境。

審核編輯：郭婷