MAX2902 ISM發送器設計用于與外部頻率合成器IC組合，形成完整的TX路徑方案。根據系統要求，可以使用小數N分頻或整數N分頻頻率合成器IC。了解兩種頻率合成器的通道步長、相位噪聲和PLL鎖定時間有何不同，對于確定哪種頻率合成器更適合特定應用是必要的。本說明將嘗試說明主要差異，以便正確選擇合成器。

MAX2900-MAX2904為單芯片200mW發送器，設計用于868MHz/915MHz頻段。每個IC上集成了一個基帶PN序列低通濾波器、發射調制器、功率放大器和RF VCO。MAX2900、MAX2901和MAX2903還包括一個完整的頻率合成器，允許這些器件作為完整的獨立RF發送器方案工作。MAX2902和MAX2904設計為與外部頻率合成器組合使用，為頻率規劃和通道設置提供了極大的靈活性。

選擇頻率合成器IC時，必須做出的第一個決定是使用整數N還是小數N分頻模型。設計良好的Σ-Δ小數N分頻頻率合成器可以在相位噪聲、PLL鎖定時間和比較雜散抑制方面產生卓越的性能。然而，雖然小數N分頻頻率合成器的成本持續下降，但整數N分頻頻率合成器IC仍然提供更便宜的解決方案。了解如何交易性能參數將有助于就使用哪種合成器做出更明智的決定。

比較頻率

使用帶有小數N分頻頻率合成器的MAX2902與使用整數N分頻頻率合成器的主要區別之一是比較頻率更高（F比較） 可以在保持相同或在許多情況下更小的頻率分辨率或步長 （F步).在整數N分頻合成器中，步長與比較頻率相同。但是，在小數N分頻方法中，步長與比較頻率相關F。步= F比較/2位，其中 BITS 是合成器中的小數位數。

較高的比較頻率可以顯著降低所產生LO信號的環內相位噪聲。相位噪聲與主頻率合成器分頻器值（N）成正比。通過增加比較頻率，需要較低的N值才能實現相同的RF頻率，從而降低分壓器的噪聲貢獻。相位噪聲的降低可以通過下式計算

環路帶寬

隨著頻率合成器的比較頻率增加，可以使用更寬的環路帶寬，而不會降低比較雜散的抑制效果。隨著比較頻率的增加，比較雜散被向外推，允許環路濾波器的3dB點也向外移動，同時仍然為基準雜散提供足夠的衰減。

增加環路帶寬的好處是鎖定時間更短。鎖定時間與環路濾波器的截止頻率成反比，因此增加環路帶寬會減少PLL鎖定所需的時間。在許多應用中，鎖定時間是一個關鍵參數，與小數N分頻頻率合成器兼容的寬環帶寬可以證明是非常寶貴的。

增加環路帶寬的缺點是鑒相器噪聲現在積分在更大的帶寬上。相位噪聲通過環路濾波器轉折頻率恒定，之后開始滾降。因此，當環路濾波器轉角被推得更遠時，LO信號的積分相位誤差根據以下公式增加：積分噪聲 = 10 x log（F2/F1) 其中 F1 和 F2 分別是窄環路和寬環路帶寬。

關于耦合的說明

MAX2902具有片內功率放大器，輸出高達+23.5dBm（典型值）。利用這種功率，調制后的RF輸出信號很容易耦合到MAX2902和頻率合成器IC之間的VCO走線上。雖然仔細考慮走線布線和接地將有助于最大限度地減少任何耦合，但布局尺寸限制通常無法完全消除耦合的影響。VCO線路上出現不需要的信號會導致MAX2902的LO相位噪聲惡化。環路帶寬設置得越寬，電路對RF耦合的影響就越小，因為閉環會衰減耦合噪聲。如前所述，更寬的環路帶寬會增加系統的積分相位誤差。

應用示例

舉了兩個例子。第一個使用整數 N 分頻拓撲，第二個使用小數 N 分數拓撲。在整數和小數模式下使用相同的頻率合成器IC，以說明MAX2902在閉環中的典型性能。下面列出了設置參數以及兩種配置的相位噪聲圖。這兩種布置都提供了可行的實際解決方案，具體取決于整體合成器要求。

所使用的小數n分頻合成器有4位，這使其具有模數為16的小數分量。這使得比較頻率比整數大小寫大八倍，同時可實現的步長小 50%。如果使用更大的模量分數合成器，這種差異可能會更大。

從相位噪聲圖中可以看出，帶內相位噪聲的差異為 （-73.00 - -82.83） = 9.83dB。這非常接近基于不同N分頻器值的理論差異10 * log （5856/732） = 9.03dB。因此，分數頻率合成器改善了帶內相位噪聲。然而，當計算積分相位噪聲時，整數和小數方法的兩個值分別收斂為-29dBc和-30dBc。分數情況中使用的更寬帶寬消除了初始相位噪聲優勢，但使PLL鎖定時間縮短了約5倍。

結論

MAX2902為高度集成的發送器IC，可與整數N分頻合成器組合，形成完整的發送器方案。在選擇與MAX2902配合使用哪種類型的頻率合成器時，必須首先評估和了解必要的性能規格和權衡。相位噪聲、鎖定時間、通道間距和成本都可能有所不同，以找到合適的頻率合成器解決方案。

審核編輯：郭婷