LTC?1702 雙通道開關穩壓控制器采用一個高開關頻率和精準反饋電路，以提供卓越的輸出調節和瞬態響應性能。LTC550 的每一側均以一個固定的 1702kHz 開關頻率運行，具有一種電壓反饋架構，該架構采用一個 25MHz 增益帶寬運放作為反饋放大器，因而允許實現超過 50kHz 的環路交越頻率。大型內置 MOSFET 驅動器允許 LTC1702 在 550kHz 及更高頻率下高效地驅動高電流外部 MOSFET。高開關頻率允許使用小型外部電感器和電容器，同時保持出色的輸出紋波和瞬態響應，即使負載電流超過 10A 電平也是如此。雙輸出 LTC1702 采用節省空間的 24 引腳窄體 SSOP 封裝，從而最大限度地減小了電路板空間消耗。

使用英特爾奔騰 III 處理器的移動 PC 要求 LTC1702 級性能與內核電源輸出端的 DAC 控制電壓耦合。LTC1703 專為此應用而設計，由一個經過修改的 LTC1702 和一個 5 位 DAC 組成，用于控制側 1 的輸出電壓。DAC 符合英特爾移動式 VID 規范。圖 6 示出了使用 LTC1703 的完整移動奔騰 III 電源解決方案的示例。LTC1703 采用 28 引腳 SSOP 封裝，從而在狹窄的移動 PC 設計中節省了寶貴的 PC 板空間。?

LTC1702 / LTC1703 架構

LTC1702 / LTC1703 均在一個封裝中由兩個獨立的開關穩壓控制器組成。每個控制器都設計為電壓反饋型同步降壓型穩壓器，每側使用兩個外部 N 溝道 MOSFET 作為電源開關（圖 1）。小型外部電荷泵（D正中電和 C正中電圖1）提供升壓電源電壓，以保持M1完全導通。開關頻率在內部設定為 550kHz。用戶可編程電流限制電路使用同步 MOSFET 開關 M2 作為電流檢測元件，無需外部低值電流檢測電阻。LTC?1702 / LTC1703 專為采用一個 5V 或 3.3V 輸入電源工作而設計，該電源由 AC 供電型系統中的主離線電源或電池供電型系統中的主開關穩壓器提供。最大輸入電壓為 7V。

圖1.LTC1702 / LTC1703 開關架構。

同步操作可最大限度地提高滿載時的效率，其中開關 MOSFET 和同步整流器中的阻性壓降主要導致功率損耗。隨著負載下降和開關損耗成為一個較大的因素，LTC1702 / LTC1703 自動切換到不連續模式，在該模式中，同步整流器 MOSFET 在一個開關周期結束之前關斷，以防止電感器中的反向電流流動。隨著負載電流的不斷減小，LTC1702 / LTC1703 再次切換模式并進入突發模式?，它只會根據需要進行開關，以保持輸出處于穩壓狀態，并盡可能跳過周期以將開關損耗降至最低。在突發模式下無輸出負載的情況下，整個系統的電源電流降至 LTC3 / LTC1702 每側吸收的 1703mA 靜態電流。每側均可獨立關斷;當兩端均停機時，LTC1702 / LTC1703 進入一種睡眠模式，在該模式下，其吸收的電流小于 50μA。

LTC1702 / LTC1703 內部

LTC1702 / LTC1703 由于其高開關頻率和精心設計的內部架構，具有無與倫比的調節和瞬態響應（圖 2）。瞬態響應的大部分改進來自新的反饋放大器設計。與傳統的開關穩壓器設計不同，LTC1702 / LTC1703 使用一個真正的 25MHz 增益帶寬運放作為反饋放大器 （圖 2 中的 FB）。這允許使用優化的補償方案，可以比傳統RC更精確地定制從COMP到地的環路響應。“3型”反饋電路（圖3）通常允許環路跨越超過50kHz，同時保持良好的穩定性，從而顯著增強負載瞬態響應。另外兩個高速比較器（圖2中的MIN和MAX）與主反饋放大器并聯運行，對輸出電壓的突然變化提供幾乎瞬時的校正。在一個典型應用中，LTC1702 / LTC1703 將校正占空比，并在施加一個瞬態負載之后的下一個開關周期內使輸出電壓回溯到正確的方向。

圖2.LTC1702 / LTC1703 框圖

圖3.3 型反饋回路。

反饋運算放大器的正輸入連接到一個修整至800mV ±3mV的板載基準。基準電壓源和反饋放大器的直流輸出誤差在0.5%以內，直流負載和線路調整率通常優于0.1%，從而提供出色的直流精度。800mV 基準電平允許 LTC1702 / LTC1703 提供低至 0.8V 的穩壓輸出電壓，而無需額外的外部組件。這種基準性能與高速內部反饋放大器和正確選擇的外部組件相結合，使得 LTC1702 能夠提供足夠嚴格的輸出調節，適用于當今或將來的幾乎任何微處理器。對于那些在實際上電之前不知道自己想要什么電壓的英特爾處理器，具有板載 1703 位 VID 輸出電壓控制的 LTC5 是最佳解決方案。

LTC1702 / LTC1703 內部的另一個架構技巧減小了所需的輸入電容，而幾乎沒有性能損失。LTC1702 / LTC1703 包括一個單主時鐘，該時鐘驅動兩側，使得第 1 側與第 180 側異相 2°。這種技術稱為兩相開關，其效果是使輸入電容看到的開關脈沖頻率加倍，并顯著降低其RMS值。采用兩相開關時，輸入電容的尺寸可根據需要調整，以便在最大負載下支持單側。當另一側的負載增加時，它傾向于抵消而不是增加輸入電容看到的RMS電流;因此，無需增加額外的電容。

外部組件

性能等式的另一半由與 LTC1702 / LTC1703 一起使用的外部組件組成。550kHz 時鐘頻率和 5V 低輸入電壓允許使用 1μH 或更低 （L內線在圖1中），同時仍控制電感紋波電流。這種低電感值在兩個方面有所幫助：它減少了每個開關周期中存儲在電感器中的能量，減小了所需的物理磁芯尺寸;它提高了電路輸出端可實現的DI/DT，減少了電路校正負載電流突然變化所需的時間。這反過來又減少了輸出電容（C外圖1）中，需要支持負載瞬變期間的輸出電壓。再加上 LTC1702 / LTC1703 的兩相內部開關降低了輸入端的電容，與運行在 2kHz 或更低的傳統設計相比，這顯著降低了所需的總電容量。

LTC1702 / LTC1703 電路的每一側都需要一對 N 溝道功率 MOSFET 來完成電源開關路徑。這些選擇用于低 RDS（ON）和最小的柵極電荷，以最大限度地減少重負載時的導電損耗和輕負載時的開關損耗。與 LTC1702 / LTC1703 配合良好的 MOSFET 類型包括 International Rectifier 的 IRF7805、Siliconix 的 Si9802 和 Si9804 以及仙童的 FDS6670A。

補償組件完善了完成 LTC1702 / LTC1703 電路所需的外部組件列表。由于 LTC1702 / LTC1703 使用一個運放作為反饋放大器，因此補償網絡作為傳統的運放積分器連接在 COMP 引腳 （位于運放的輸出端） 和 FB 引腳 （反相輸入） 之間（圖 3）。增加一個偏置電阻來設置直流輸出電壓，并在電路中增加兩個極點/零點對，以補償由電感/輸出電容組合引起的相移。每側的電流限制和軟啟動時間由單個電阻器（R伊麥克斯） 在每個 I.MAX引腳和單個電容器 （C黨衛軍） 在每個 RUN/SS 引腳上。可選的故障 （LTC1702 / LTC1703） 和 PWRGD （僅限 LTC1702） 標志可用于向主機系統提供狀態信息。

應用

采用 5V 電源的雙路輸出

典型的LTC1702應用如圖4所示。輸入取自 5V 邏輯電源。側 1 設置為在 1A 時提供 8.10V，側 2 設置為在較低的 3A 負載電平下提供 3.3V。每側的系統效率峰值均大于 90%。本電路示出了采用 LTC1702 控制器可實現的高功率和低功率輸出設計示例。面 1 使用一對超低 RDS（ON）仙童FDS6670A SO-8 MOSFET和大型1μH/12A村田制作所表面貼裝電感器。C在由兩個 470μF 低 ESR 鉭電容器組成，用于在滿載時支持側 1 和 C輸出1再使用兩個相同的方法，以提供優于5%的0A–10A瞬變的穩壓。

圖4.采用 5V 電源提供雙路輸出。

第 2 面采用單個 SO-8 封裝，內部有兩個較小的 MOSFET（Siliconix Si9402）和一個較小的 2.2μH/6A 電感器。C輸出2是一款 470μF 單鉭器件，可支持 0A–3A 瞬變，同時保持優于 5% 的調節性能。隨著側 2 的負載電流增加，LTC1702 兩相開關實際上減小了 RMS 電流（以 C 為單位）在，無需在輸入端增加超出側 1 所需的電容。兩側均表現出出色的瞬態響應（圖 5）。當使用雙面PC板時，整個電路可以布置在小于2平方英寸的范圍內。

圖 5a.瞬態響應，側 1。

圖 5b.瞬態響應，側 2。

用于筆記本電腦的兩步轉換器

圖 6 是使用下一代英特爾移動式奔騰 III 處理器的典型筆記本電腦的完整電源。該電路使用 LTC1628 從輸入電池產生 5V 和 3.3V，并使用 LTC1703 產生處理器內核電壓 （具有 5 位 VID 控制）和 CPU I/O 環形電源電壓。LTC1628 和 LTC1703 均采用兩相開關，以最大限度地減小電路所需的電容;整個 2 輸出電路僅需 4μF，同時產生 2000W 的輸出功率。

圖6.4輸出筆記本電腦電源。

與傳統的單步法（每個電壓直接來自電池電壓）相比，本電路中使用的兩步轉換提供了改進的瞬態響應。2 步還允許使用更小的外部組件，而不會降低效率或性能，并減輕布局和熱管理問題。有關更多信息，請參閱下面的“兩步轉換”。

兩步轉換

隨著微處理器工作電壓的不斷降低，CPU內核電源的功率轉換正成為一項艱巨的挑戰。核心電源必須在處理器附近具有快速瞬態響應、良好的效率和低發熱。這些因素將很快迫使從直接從電池或墻上適配器到處理器的 1 步電源轉換轉向 2 步轉換，其中 CPU 內核電源從 5V 或 3.3V 電源獲得。

兩步轉換帶來了幾個好處：更對稱的瞬態響應、處理器附近的熱量產生更少以及將來易于修改以降低處理器電壓。從電池獲取的峰值電流也降低了，從而提高了電池化學效率，通常可以補償使用實驗室電源測量的電效率的微小差異。對于 2 步和 1 步架構，真實筆記本電腦的電池壽命幾乎相同。

降壓型開關穩壓器的占空比由 V 之比給出外到 V在.在1級功率轉換中，占空比必須非常低，因為降壓比很大。這提供了非常快的電感電流上升時間和更慢的電流衰減時間。電感尺寸必須足夠大，以便在斜坡上升期間控制電流。快速電流上升和緩慢電流衰減意味著穩壓器的瞬態響應對負載增加有利，但對負載降低較差。對于兩步轉換過程，較低的恒定輸入電壓可產生更對稱的瞬態響應，并允許使用更小、成本更低的外部元件。由于較低的電壓擺幅導致開關損耗較小，因此開關頻率也可能增加。

兩步法也緩解了熱問題。為了最大限度地減少大電流PCB走線長度，內核電源必須位于處理器附近。內核電壓電平 2 級轉換器通常以 1% 的中等效率運行，而兩步解決方案的第二步 （如 LTC80） 的效率接近 2%，從而最大限度地減少了處理器附近的發熱。

反對兩步轉換的最大論據是感知效率下降。“即興”計算給人一種效率降低的錯誤印象。事實上，基于實際電路測量的兩步功率轉換效率的精確計算顯示，效率數字在2步、高效率轉換器的2%以內。隨著時間的推移，微處理器制造的光刻技術將繼續縮小，并迫使CPU內核工作電壓和工作電流降低;1.1V電源和1A工作電流已經出現在便攜式系統中。這些要求將使傳統的一步轉換方法由于無窮小的占空比和嚴重的瞬態偏差而行不通。

結論

LTC1702 和 LTC1703 實現了當今最好的開關穩壓控制器的 DC 和 AC 調節性能。隨著邏輯密度的不斷攀升，出現了更多的應用，其中輸入電壓限制在7V以下，輸出電壓低，輸出電流高，需要多個輸出。LTC1702 和 LTC1703 為此類應用提供了穩壓性能、高效率、小尺寸和低系統成本的最佳組合，無論這些應用出現在高級筆記本電腦還是復雜的邏輯系統中。

審核編輯：郭婷