該電路產生并控制光通信中使用的雪崩光電二極管（APD）的低噪聲偏置電壓。可變電壓控制APD的雪崩增益，以優化光纖接收器的靈敏度。該電路采用低噪聲固定頻率PWM升壓轉換器，電感器工作在非連續電流模式。內部 MOSFET 的慢速開關可降低高頻尖峰，從而實現低噪聲性能。提供了一個完整的電路，并建議使用擴展電路。后者采用ADC進行數字控制，允許微控制器讀取熱敏電阻，通過參考查找表提供溫度補償。

雪崩光電二極管（APD）在光通信中用作接收探測器。APD的高靈敏度和寬帶寬使其受到設計人員的歡迎。APD在結端以反向電壓工作，從而能夠產生電子-空穴對以響應入射輻射。然后，電子-空穴對被外加磁場掃描并轉換為與輻射強度成比例的電流。

在器件結端施加可變反向偏置電壓會在APD工作期間產生可變的雪崩增益。反過來，改變雪崩增益可以優化光纖接收器的靈敏度。然而，為了達到令人滿意的雪崩增益水平，許多APD需要40V至60V范圍內的高反向偏置電壓，有些需要高達80V的電壓。

APD的一個缺點是雪崩增益取決于溫度，并隨制造過程而變化。因此，對于APD必須以恒定增益工作的典型系統，高壓偏置必須變化，以補償溫度和制造過程對雪崩增益的影響。為了在典型的APD電源中實現恒定增益，溫度系數必須保持在大約+0.2%/°C，相當于100mV/°C。

APD 電源

有許多方法可以調節電源的輸出電壓，以補償APD的溫度引起的增益變化。APD模塊包含溫度測量裝置，如熱敏電阻，可以直接連接到電源進行輸出電壓調節。在某些系統中，微控制器（μC）讀取電阻值，然后向電源發出必要的偏置調整命令。

APD偏置電源（圖1）的原理圖基于低噪聲、固定頻率PWM升壓轉換器（U1），其電感器工作在非連續電流模式。有意減慢開關時間，以減少在大多數情況下存在的高頻尖峰。較慢的開關時間可降低高頻di/dt和dv/dt速率，從而通過PCB走線或元件引腳之間的電流環路和電容將輻射和耦合噪聲降至最低。

圖1.通過改變0至2.5V的控制輸入電壓，低噪聲APD偏置電源產生71V至24.7V的輸出電壓變化。

在非連續電流模式下工作電感器可使衰減的電感電流自然地關閉二極管。MAX5026開關頻率為500kHz，內部橫向DMOS開關器件的絕對最大額定值為40V。該電路與由C3、C4、D2和D3組成的外部倍壓器網絡配合使用，產生高達71V的輸出電壓。

倍頻器電路的穩態操作功能如下：當L2充電且LX引腳為低電平（內部DMOS導通）時，C3在導通時間內將電荷轉移到C1。當內部DMOS關斷時，電感電流正向偏置D1和D3。因此，提供給電容器C4的總電壓是VC2和VC3的總和。

MAX5026具有以下優勢：

內部 FET 的緩慢上升和下降時間可最大限度地降低耦合 di/dt 和 dv/dt 噪聲。

非連續模式電感工作自然換向D1，幾乎消除了二極管反向恢復引起的高di/dt噪聲。

固定頻率、500kHz PWM 操作可產生可預測且易于濾波的噪聲頻譜。

高集成度導致低成本和小尺寸。

采用5V輸入時，圖1的電路在1V輸出時提供超過71mA的輸出電流。圖2顯示了相對于控制輸入電壓的輸出電壓調整范圍，圖3顯示了三種輸出電壓設置的效率曲線。

圖2.該圖顯示了圖1電路的測量輸出電壓與控制輸入電壓的關系。

圖3.該圖顯示了圖1電路的效率曲線與輸出電流的關系。

電路的輸出電壓設置如下：

VOUT = [VREF × (R2 × R3 + R1 × R2 + R1 × R3) - VC × R2 × R3]/R1 × R3

其中 VREF= 1.25V 和 VC是控制輸入電壓。

圖1的電路具有約100mV的輸出紋波P-P在 71V 時，負載電流為 1mA。通過將低成本電解電容器（20μF、10V Nichicon VX 系列）與 100μF 陶瓷電容器并聯，可將該電平提高到 1mV 以下（圖 4）。可能需要額外的濾波以將噪聲降低到較低水平。APD電源的典型噪聲水平約為2mV。考慮到MAX5026的固定500kHz開關頻率，使用簡單的LC濾波器很容易達到這一電平。

圖4.該圖顯示了圖1電路的輸出電壓紋波，V.外= 71V， I外= 1mA，一個10μF電解電容與1μF輸出電容并聯。垂直軸為50mV/格，水平軸為200μs/格。

圖5的原理圖是具有數字可調輸出電壓的APD電源。控制環路中的μC讀取熱敏電阻值，提供溫度補償，通過查找表校正熱敏電阻曲率，并補償APD制造引起的增益變化。在該應用電路中，當輸出電壓在10V至2V范圍內變化時，45位DAC （U25）可提供約71mV的分辨率。

圖5.這款低噪聲APD偏置電源的輸出電壓可在25V至71V范圍內以45mV增量進行數字編程。