本文著眼于適用于為包括高亮度 LED （HB LED） 在內的多色照明系統供電的大功率 LED 驅動器的設計。作為示例展示的電路驅動裝飾、建筑、娛樂和舞臺照明中的RGB LED。

下一代建筑和裝飾照明通過混合紅色、綠色和藍色 LED 芯片的適當比例輸出來實現廣泛的顏色范圍。這種高亮度、多芯片LED中的串聯芯片具有22V至36V的典型正向壓降，同時消耗1A至2A電流。圖1所示的LED驅動器為正向電壓范圍高達2V的多芯片LED模塊提供36A電流。該電路僅驅動一種顏色的RGB LED，因此需要三個這樣的驅動器來驅動所有三種顏色。

由于LED的光輸出不是其正向電流的線性函數，因此亮度水平通過PWM控制而不是通過控制LED的電流幅度來調節。也就是說，每個LED都由恒定電流驅動，該電流經過脈寬調制以控制光輸出。所示IC控制器使用平均電流模式控制，只需最少的外部元件即可實現此LED驅動器。

圖1.該電路驅動RGB芯片組的一個高亮度LED。三個這樣的電路驅動一個典型的多色照明系統。

詳細說明

為了有效地提供電流，該LED驅動器在連續導通模式（CCM）下采用升壓拓撲，使用平均電流模式控制來升壓輸入電壓，并通過LED負載驅動恒定電流。MAX16821B單器件工作在300kHz，控制升壓轉換器的工作。由于升壓轉換器拓撲在轉換器的輸入和輸出之間提供直接路徑，因此必須確保LED串的最小正向電壓超過最大輸入電源電壓。

LED 負載通過 MOSFET （Q1） 和檢流電阻器 （R13） 連接升壓轉換器輸出端。Q1 在 PWM 導通期間打開 LED 電流，并在 PWM 關斷期間將其關閉。在差分檢測R13兩端的電壓（代表通過LED的電流）時，IC抑制任何共模噪聲，并在DIFF引腳上提供增益為6V/V的以地為參考的輸出。然后，通過內部電壓誤差放大器將該放大的電流檢測信號與0.6V基準進行比較。實際上，差分電流檢測放大器的6V/V增益將電流檢測基準從0.6V降至0.1V。這種降低提高了效率，因為R13在額定負載電流下僅降0.1V。

升壓轉換器在本應用中采用的平均電流模式控制使用兩個反饋環路來控制LED電流。外部電壓環路檢測LED電流，將其與基準電壓源進行比較，并在EAOUT（引腳17）上產生放大誤差信號。內部電流環路觀察誤差放大器的電壓輸出，并相應地控制流經電感器（L1）的電流。誤差放大器輸出還決定了驅動R13編程的LED電流所需的平均電感電流，即在R0兩端產生1.13V壓降的LED電流。

用于電感電流的第二個檢流電阻（R15）位于電感的返回路徑中。增益為34.5V/V的差分電流檢測放大器位于U2內部，可放大R15兩端的電流檢測電壓，同時抑制任何共模噪聲。然后，電流誤差放大器將該輸出與電壓誤差放大器的輸出進行比較，從而為內部平均電流控制環路生成誤差信號。將該放大后的誤差信號與內部振蕩器斜坡進行比較，以產生用于驅動MOSFET Q3的PWM信號（在DL，引腳2處）。電流誤差放大器的高增益使電路能夠產生電壓環路所需的平均電感電流值（在允許的最大限值內），誤差非常低。

對于給定的輸入電源電壓和LED正向電壓（忽略開關、二極管、檢測電阻等中的壓降），升壓轉換器的CCM操作確定（固定）PWM開關的占空比。與所需LED電流相對應的占空比固定，然后確定通過電感的所需平均電流。電壓環路使內部電流環路根據需要驅動該平均電感電流，以提供所需的LED電流。兩個控制回路應單獨補償，以確保穩定運行。反饋補償部分詳細介紹了此補償的設計。

轉換器設計

您需要以下參數來設計轉換器：

輸入電源電壓范圍：9V 至 15V

最大 LED 正向電壓：33V

發光二極管電流：2A

開關頻率：300kHz。（頻率越低會增加濾波器成本;頻率越高會降低效率并增加EMI。考慮到這些因素，最佳開關頻率約為300kHz。

使用以下公式計算Q2的最大導通占空比：

其中V發光二極管是最大 LED 正向電壓（還應包括 MOSFET Q1 和檢測電阻 R13 兩端的壓降），VD是整流二極管D1、V兩端的壓降英明為最小輸入電源電壓，V場效應管是導通時 MOSFET Q2 兩端的平均電壓。對于此應用，D.MAX= 0.74。

要選擇電感（L1），必須考慮其值和所需的峰值電流額定值。使用以下公式計算最大平均電感電流（I拉夫格）：

為了確定峰值電感電流（ILPEAK峰），請注意，一定量的紋波電流流過電感器，具體取決于電感的值和開關頻率。因此，您應該假設峰峰值紋波最大值為±20%（ILP-P）中的電感電流。自從我LP-P是平均電感電流 I 的 ±20%拉夫格，

在上述等式中使用已知值得到ILAVG= 7.7A 和ILPEAK= 9.24A。

接下來，計算最小電感值L最低，電感電流紋波設置為最大值：

其中FSW是開關頻率。

在上述等式中使用已知值得到 I林明= 7.05μH。在電感值上增加±20%容差后，我們選擇10μH的標準值。

電阻R15檢測通過電感器的平均電流。在R25兩端下降7.15mV （最小值）的電流是平均電流控制環路允許通過電感的最大電流。此功能可在發生過載時保護外部設備，通過箝位施加到電流誤差放大器的基準電壓最大值來實現。

R15的值應確保其兩端的電壓在最大可能的電感電流下小于25.7mV。對于此應用，正常工作期間R15兩端的最大電壓選擇為24mV。您可以使用 計算

R15 的值，其中使用已知值得到 R15 = 3.11mΩ。因此，我們為此應用選擇一個3mΩ電阻。

濾波電容器

要計算輸出電容的值，C外（C6、C7、C8 和 C9 的并行組合），使用

其中 VLEDP-P是升壓輸出電壓的峰峰值紋波。這種峰峰值紋波與額定電流下的LED動態阻抗相結合，決定了LED紋波電流。為了保持LED的色度和長壽命，LED紋波電流應保持在平均電流的10%以下。將上述等式中的已知值代入得到 C外= 17μF，在采用4.7μF、50V陶瓷電容的電路中近似值。

計算輸入電容C的值在（C3、C4 和 C5 的并行組合）使用

其中 VINP-P是峰峰值輸入紋波電壓，在本應用中為輸入電壓的±0.4%。代入此等式中的已知值得到 C在= 22.3μF，如圖所示，使用三個 1μF、10V 陶瓷電容器時，輸入端（L25 的左端）近似值。

反饋補償

平均電流控制環路

為了確保平均電流控制環路的穩定性，應將電流誤差放大器的增益設置為低于某個值（對于接近開關頻率的頻率）。原因如下：由于在Q15關斷時間內，R2兩端測得的電感電流正在下降，因此在此期間具有負斜率。該負斜率被放大并施加到誤差放大器的輸入端，由電流誤差放大器進一步放大，并在PWM比較器輸入端作為正斜率施加。

為了使電流環路穩定，該正斜率不得超過施加在PWM比較器另一輸入端的斜坡信號的正斜率。該條件對電感電流信號（在開關頻率處）到達PWM比較器之前的總增益設定了上限。在較低頻率下，總增益可以更高，以使平均電感電流在穩態下精確地建立到其編程值。

所示IC （U2）允許您通過控制電流誤差放大器的增益來滿足穩定性條件。以下公式可讓您計算允許的最大增益（在開關頻率下），以確保該放大器的環路穩定性：

其中 VRP-P是內部斜坡的峰峰值（2V），L是L1的電感值，AVCSA是檢流放大器的差分增益（34.5V/V）。代入此等式中的已知值得到 A中航= 1.75V/V。

內部電流誤差放大器為跨導型，增益為550μs （550μA/V）。電阻R10連接到CLP的誤差放大器輸出端（引腳16），控制開關頻率下電流誤差放大器的增益。R10的值為

其中已知值的代入得到R10 = 3.18kΩ。對于本應用，可接受的標準值為3.16kΩ。

如果R10直接連接到GND，則對于低于電流誤差放大器1dB頻率的所有頻率，電流誤差放大器的增益為75.3V/V。另一方面，為了使環路穩定，總增益只需在開關頻率附近保持在1.75V/V。然而，即使在較低頻率下增益較高，電感電流的下降斜率也不會被放大，因為電感電流紋波的頻率分量不會低于開關頻率。

在電流誤差放大器的傳遞函數中放置零點會導致電流環路的增益在零頻率（1.75V/V）以上平坦，并且隨著低于零的頻率成反比。零頻率由C11和R10確定。對于此應用，零點的最佳位置位于開關頻率的十二分之一處，這使得平均電感電流能夠快速穩定到編程值。

要將零點置于開關頻率的十二分之一，可以按如下方式計算C11的值：

代入此等式中的已知值得到 C11 = 1.99nF，本應用中的合理近似值為 2.2nF。

C10在開關頻率處引入高頻極點，用于衰減由開關引起的任何不良噪聲尖峰：

代入此等式中的已知值得到 C10 = 152pF，其中 180pF 是合理的近似值。

電壓控制回路

LED電流通過使用反饋來控制，以保持LED檢流電阻器（R13）兩端的恒定電壓。電壓控制環路產生一個取決于LED電流值和開關占空比的恒定值，為電流控制環路生成一個輸入基準，進而對平均電感電流進行編程。將R13（LED檢流電阻）兩端的壓降與精確的100mV基準進行比較，電壓誤差放大器放大差值，并產生與所需平均電感電流值相對應的基準電壓。以下公式根據 LED 電流輸出計算 R13 的值：

其中 I發光二極管是LED電流（在本應用中為2A），0.1V是電壓控制環路的反饋基準。用該公式中的已知值代入得到R13 = 0.05Ω。該電阻器的額定功率應大于I發光二極管2乘以 R13 的值。

由于升壓轉換器在連續導通模式下工作，因此電源電路傳遞函數中存在右半平面（RHP）零點。這個零點增加了20dB/十倍頻程的增益和90°的相位滯后，這很難補償。避免此零點的最簡單方法是將環路增益滾降至0dB（斜率為-20dB/十倍頻程），頻率小于RHP零點的頻率。對于升壓轉換器，最差情況下的RHP零頻率（F中聯） 由以下公式給出：

代入此方程中的已知值得到 FZRHP= 17.7kHz。

平均電流控制環路轉換由電感和輸出電容C形成的雙極點二階系統外到具有由輸出濾波電容和輸出負載的動態阻抗（額定電流下LED的ΔV/ΔI）組成的單極的一階系統。輸出濾波電容形成的輸出極點頻率與輸出負載動態阻抗由下式

給出，其中R勞工處是LED負載的動態阻抗（本應用中使用的LED為4.5Ω）。代入此方程中的已知值得到 F小二= 1.88kHz。

電壓控制環路的直流增益（在最大占空比下，從電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器的輸出）由下式

給出，其中6V/V是圖2中U1內部差分電壓放大器的增益。代入此等式中的已知值得到 GP= 0.75V/V。

為了補償電壓控制環路（使環路穩定并具有足夠的相位裕量），請注意環路交越頻率（FC） 應低于 RHP 零頻率的五分之一。為了在此應用中獲得良好的相位裕量，我們選擇交越頻率為RHP零頻率的十分之一：

代入此方程中的已知值得到 FC= 1.77kHz。

電壓誤差放大器的傳遞函數具有主極點（F小二）、零 （FZ1） 來補償輸出極點 F小二和高頻極點（F小二).補償零點（FZ1） 放置在輸出極點頻率處。使用以下公式計算增益值（在 FZ1） 導致總環路增益在 F 時超過 0dBC：

代入該等式中的已知值得到AEA1 = 1.25V/V。

電阻R14和R12確定增益AEA1：

在此公式中，將R12設置為2.2kΩ的任意值，得到R14 = 2.75kΩ。

C14 和 R14 確定補償零 F 的位置Z1.按如下方式計算 C14 的值：

代入該等式中的已知值得到C14 = 30.8nF，100nF值是合理的。較高的值可提高 PWM 性能，并通過在 PWM 關閉期間打開開關 Q14 來保持 C3 中的電荷。此操作在低頻 PWM 調光部分中進行了說明。

C12放置一個高頻極點（F小二） 的開關頻率的一半。將此 C12 值計算為

代入此等式中的已知值得到 C12 = 386pF，其中 470pF 值是合理的。

PWM 調光和 LED 保護

LED通過連接到PWMDIM輸入的低頻PWM信號（施加于圖1電路的外部信號）調暗。該PWM信號的幅度可以在3V至10V范圍內，頻率可以高達2kHz。與該電路中的 LED 串聯的外部 MOSFET （Q1） 使 LED 電流能夠快速導通和關斷并快速穩定。Q1 在 PWM 開啟期間開啟，在 PWM 關閉期間關閉。當 LED 熄滅時，U3 下拉 CLP（U2 引腳 16）以禁用 PWM 開關并關閉 Q2。

小信號MOSFET Q3執行一項重要功能，在PWM調光期間影響LED電流控制環路的響應時間。它在PWM關斷時間內關閉，隔離C12/C14，使其電荷在關斷時間內保持不變。當PWM重新導通時，電壓誤差放大器的輸出幾乎可以立即取向先前的穩態值，從而確保LED電流幾乎在LED導通后立即達到其設定值。

通用運算放大器 （U1） 可在 LED 溫度達到 85°C 時阻斷其電流，從而保護 LED。 溫度由愛普科斯 （EPCOS） NTC電阻器檢測。它安裝在LED板上，假設10°C時的值為25kΩ，使運算放大器能夠控制U2的EN輸入（引腳11），使LED在85°C時關斷，在75°C時重新導通。?

如果沒有過壓保護，升壓輸出電壓可能會因開路LED而增加到不安全的水平。圖1所示電路在升壓輸出電壓達到33.5V時關斷轉換器，從而防止該故障。當 U2 的 OVI 輸入端（引腳 15）上的電壓超過 1.276V（R5/R7 電阻分壓器設置的閾值，對應于所需的 33.5V 過壓限值）時，它通過關閉 PWM 開關來實現此保護。為了保持過壓門限的精度，請選擇低于7kΩ的R25值。然后，使用以下公式計算對應于所需過壓閾值的R5值：

其中VOVT是所需的閾值。

圖2（9V電源）和圖3（15V電源）的波形表明，通過調節電感電流，可以在不同的電源電壓下保持恒定的LED電流。典型實現的 PC 布局如圖 4 所示。

圖2.圖1電路采用9V輸入電源工作，產生LED電流（CH3）和電感電流（CH1）的波形。（電感電流為 IL1 = VOUTV/（135 × R15），其中 OUTV 在 U2 引腳 13 處測量。在 2A 時，LED 正向電壓為 26.5V。

圖3.圖1電路采用15V輸入電源工作，產生LED電流（CH3）和電感電流（CH1）的波形。（電感電流為 IL1 = VOUTV/（135 × R15），其中 OUTV 在 U2 引腳 13 處測量。

圖4.該板包含圖1所示的LED驅動電路。

審核編輯：郭婷