開關模式轉換器或SMPS最關鍵的元件是電感。

在短暫的導通期間（t上） 通過連接的開關元件（如 MOSFET 或 BJT）進行切換。

電感在開關電源系統中的工作原理

在此導通周期內，電壓V施加在電感L上，通過電感的電流隨時間變化。

這種電流變化受到電感的“限制”，因此我們發現相關術語扼流圈通常用作SMPS電感的替代名稱，其數學上通過公式表示：

di/dt=V/L

當開關關閉時，存儲在電感器中的能量被釋放或“反沖”。

繞組兩端產生的磁場由于沒有電流或電壓來保持磁場而坍塌。此時的坍縮場急劇“切入”繞組，從而產生與最初施加的開關電壓具有相反極性的反向電壓。

該電壓使電流沿同一方向移動。因此，電感繞組的輸入和輸出之間發生了能量交換。

以上述解釋的方式實現電感器可以看作是楞次定律的主要應用。另一方面，起初似乎沒有能量可以像電容器那樣“無限”存儲在電感器中。

想象一下使用超導線構建的電感器。一旦用開關電位“充電”，儲存的能量可能會以磁場的形式永遠保持下去。

然而，快速提取這種能量可能是一個完全不同的問題。電感器內可以存儲多少能量受電感磁芯材料的飽和磁通密度Bmax的限制。

這種材料通常是鐵氧體。當電感器達到飽和狀態時，磁芯材料就會失去進一步磁化的能力。

材料內部的所有磁偶極子都對齊，因此沒有更多的能量能夠積聚為內部的磁場。材料的飽和磁通密度通常受核心溫度變化的影響，在100°C時可能比25°C時的原始值下降50%

確切地說，如果不防止SMPS電感磁芯飽和，則由于電感效應，通過的電流往往會變得不受控制。

現在，這僅受繞組電阻和源電源能夠提供的電流量的限制。這種情況通常由開關元件的最大導通時間控制，該時間受到適當限制以防止內核飽和。

計算電感電壓和電流

為了控制和優化飽和點，在所有SMPS設計中，電感兩端的電流和電壓都需要適當計算。電流隨時間的變化成為SMPS設計的關鍵因素。這是由以下人員給出的：

i = （Vin/L）t上

上述公式考慮了與電感串聯的零電阻。然而，實際上，與開關元件、電感器以及PCB走線相關的電阻都將有助于限制通過電感器的最大電流。

讓我們假設一個電阻總共是 1 歐姆，這似乎很合理。

因此，通過電感的電流現在可以解釋為：

i = （V在/ R）x （1 - e-噸上R/L）

核心飽和度圖

參考下圖，第一張圖顯示了通過無串聯電阻的10 μH電感器的電流差，以及串聯插入1歐姆時的電流差。

使用的電壓為 10 V。如果沒有任何串聯“限制”電阻，可能會導致電流在無限的時間范圍內快速連續地浪涌。

顯然，這可能不可行，但該報告確實強調電感中的電流可能很快達到相當大的潛在危險幅度。只要電感保持在飽和點以下，該公式才有效。

一旦電感磁芯達到飽和，電感集中就無法優化電流上升。因此，電流上升得非常快，這完全超出了方程的預測范圍。在飽和期間，電流被限制在通常由串聯電阻和施加電壓確定的值。

對于較小的電感器，通過它們的電流增加非?？欤鼈兛梢栽谝幎ǖ臅r間范圍內保持顯著的能量水平。相反，較大的電感值可能會顯示緩慢的電流上升，但這些電感值無法在相同的規定時間內保持高水平的能量。

這種效應可以在第二張和第三張圖中看到，前者顯示了使用10 μH電源時10 μH、100 μH和1 mH電感的電流上升。

圖3顯示了具有相同值的電感器隨時間儲存的能量。

在第四張圖中，我們可以看到通過相同電感器的電流上升，通過施加10 V，盡管現在與電感串聯插入1 Ω的串聯電阻。

第五張圖顯示了相同電感器存儲的能量。

很明顯，通過10 μH電感的電流在大約50 ms內迅速飆升至10 A最大值。然而，由于1歐姆電阻，它只能保持接近500毫焦耳。

話雖如此，通過100 μH和1 mH電感的電流上升，并且存儲的能量在相同時間內往往不受串聯電阻的影響。