現在，工程師比以往任何時候都更多地選擇基于碳化硅 （SiC） 的產品，因為它們比基于硅 （Si） 的組件具有更高的效率、功率密度和更好的整體系統成本效益。除了SiC和Si之間常見的基本設計原則，以及需要牢記SiC的不同特性、功能和優勢之外，工程師還必須進行建模和仿真，以確保它們能夠滿足其設計目標。

與硅一樣，SiC現在擁有來自各種供應商的優化工具和模型，并且可以應用標準建模緩解措施。雖然LTSpice、PLECS和Wolfspeed的SpeedFit 2.0設計模擬器?等工具之間存在差異，但Wolfspeed的電源專家的提示將有助于實現SiC的仿真精度。

使用 LTSpice 進行靜態仿真

Wolfspeed 的 Spice 型號針對 25oC 和 150oC 進行了優化。體二極管操作針對驅動電壓 VGS進行了優化，第 4 代器件為 -3 V，第 5 代器件為 -2 V。工程師可以結合自發熱和瞬態熱能力以及寄生電感。然而，沒有對寄生雙極性和相關效應、雪崩倍增過程以及體二極管導通電壓隨柵極到源極的變化進行建模。

LTSpice 靜態仿真結果（各種 VGS 值下的 IV 曲線和體二極管曲線）與實際測量結果非常吻合。對于電容 — 輸入電容 Ciss、輸出電容、Coss 和反向傳輸電容 Crss，靜態仿真結果也相當接近。因此，工程師可以對Spice建模的靜態參數充滿信心。

雙脈沖測試

了解動態行為的典型表征基準是半橋雙脈沖測試。在沒有任何考慮寄生效應等因素的情況下進行建模時，仿真結果明顯偏離測量結果（圖 1）。由于能耗會影響效率，因此如此大的差異會對熱計算產生重大影響。

在測試用例中，長脈沖后跟1 μs間隙，后跟短脈沖。導通和關斷以傳統方式測量，就像使用硅基器件一樣。仔細觀察波形（圖2）可以發現實際仿真結果和理想仿真結果之間的差異。

圖1：理想的雙脈沖測試仿真開關損耗結果比DUT、U45數據表中的結果低約2%。

仿真中的上升和下降時間都比測量的要快得多，因為實際結果受電感的影響——兩個器件之間的寄生雜散電感Lm和封裝電感Lpkg，即封裝的源極電感。開啟和關閉的過沖結果也存在差異。這些差異導致了開關損耗的總體差異。

圖2：波形比較顯示，實際導通上升時間為39 ns，模擬上升時間為22.83 ns，實際下降時間為20 ns，仿真為13.63 ns。

為了獲得精確的模型，必須提取電感并將其手動導入LTSpice。另一方面，PLECS中的熱模型不包括寄生元件。

圖3：從實際波形中提取的信息可用于計算Lm

發現 Lm

Lm是高邊U1器件的源極和低邊U2器件的漏極之間的電感。雖然可以直接測量，但也可以這樣提取（圖3）：

這給出了 Lm 的值為 23.1674 nH

無論是同步降壓、同步升壓、半橋還是全橋，該設計都可能通過PCB配置高端和低端器件。如果遵循良好的布局實踐，Lm 在 20 nH 至 25 nH 范圍內。工程師可以將其視為在仿真中使用的經驗法則。

提取升包

設計人員可能希望 Lpkg 在標準封裝（如 TO-247）的供應商中是相同的。但是，由于引線框架的厚度、源極引線鍵合和封裝肩部長度的差異，存在差異。如果數據表中可用，則可以輕松將其插入模型。如果沒有，則可以從測量波形中提取它，并外推到手頭封裝的良好估計值。

圖4：將計算出的電感添加到LTSpice模型中，使其接近實際測量值

在我們的示例中，這給出了 Lpkg 值為 2.503 nH。盡管存在變化，但該值可以被視為一個很好的估計和可靠的經驗法則。在考慮電感后進行仿真可使動態模型準確（圖 4）。

圖5：使用設置寄生效應后，仿真開關損耗與C3M0065090D數據手冊相匹配。

考慮到電感，實際和模擬雙脈沖測試的總開關能量Esw以及Eon和Eoff變得非常接近（圖5）。

使用這些 Lm 和 Lpkg 的經驗法則，工程師可以對其熱預算進行相當準確的損耗和熱計算。

并聯 MOSFET

SiC MOSFET通常并聯放置，以提高載流能力和功率水平。但是，有一些注意事項需要牢記：

閾值電壓、VTH、差值導致的電流不平衡

寄生電感不對稱導致的電流不平衡

柵極驅動振蕩

使用Wolfspeed SiC MOSFET，器件特性不匹配的可能性很小。但是，工程師可能需要使用其他規格公差更寬的SiC器件，并且可能會選擇具有2 V VTH的器件和另一個具有3 V的器件。具有較低閾值的器件具有較高的瞬態，因此，開關損耗和導通損耗較高，因此總功率損耗較高（圖 6）。

圖6：由于電流不平衡，2 V器件的總損耗幾乎是3 V器件的兩倍。

具有較低閾值電壓的 MOSFET

瞬態和靜態期間電流較高

更高的開關損耗、更高的傳導損耗和總功率損耗

盡管兩款器件具有相同的柵極電阻RG，并且在相同的溫度和開關頻率下工作，但不考慮任何因素的建模導致U1的總損耗超過200 W，U3的總損耗略高于100 W。 仿真波形顯示，U1在降至70 A的穩定狀態之前峰值約為50 A的過沖， 而U3峰值約為49 A，穩定狀態為30 A。因此，兩個器件之間的載流能力存在相當大的不匹配，并且導通和關斷時間略有不同。

電流不平衡的第二個原因是不對稱寄生效應。考慮兩個器件，U1和U3（圖7），它們的VTH相同，但源極電感不同。這會導致di/dt、雜散電感兩端的電壓、柵極驅動和漏極電流相當不平衡。仿真波形顯示，U3的電流上升和下降速度要快得多，而IDC和IRMS的電流上升和下降速度要快得多，導致該MOSFET的開關損耗增加17.9%，總損耗增加18.3%。

圖7：在本例中，U1和U3的雜散電感Ls的差異被夸大了，以證明失配的影響。

通過良好的設計減少不匹配

通過采用良好的設計實踐，可以大大減少不匹配的MOSFET的影響。例如，以 60 kW 太陽能逆變器升壓參考設計 CRD60DD12N 為例，該設計并聯使用兩個 75 mΩ 1，200V C3M075120K MOSFET（圖 8）。如果采用良好的設計實踐，則使用來自 247 個器件樣本的 TO-4 60 引腳 MOSFET 中的兩個具有最高和最低 VTH 的 TO-<> MOSFET，仍然可以實現運行良好的硬件。

圖8：盡管存在VTH差異，但該測試電路中器件失配的影響降至最低。

從 60 個樣品中挑選出兩個具有最高和最低 VTH 的零件

對稱的PCB布局對于降低并聯開關柵極環路中的環流至關重要。將電源環路與柵極環路分開，提供足夠的阻尼以防止柵極振蕩，并在柵極支腿處添加鐵氧體磁珠，以減少可能導致部件損壞的柵極上的電壓尖峰和振鈴（圖 9）。

圖 9：良好的設計實踐 – 緊密對稱布局、平衡信號、電源和柵極環路分離、防止柵極振蕩的阻尼以及帶有鐵氧體磁珠的小 RG 以減少振鈴 – 所有這些都可以減少電流不平衡。

由于這些設計實踐，測試電路中的Q1承載總電流的47.6%，而Q2承載52.4%，盡管器件不匹配，但仍達到可接受的實際結果。

增加刀具選擇

基于 SiC 的設計可以使用 Wolfspeed 的 SpeedFit、LTSpice 或 PLECS 進行建模。雖然SpeedFit和LTSpice可以通過注冊Wolfspeed自由使用，但PLECS需要支付訂閱費。工具之間的差異既影響了生成仿真的方式，也影響了它們的局限性，例如在處理寄生效應和計算損耗方面。

審核編輯：郭婷