本應用筆記探討了輸出濾波器對音頻D類放大器性能的影響。開關模式放大器（如MAX4295和MAX4297）的效率高于傳統的AB類放大器。通過了解這些器件的操作、調制噪聲頻譜和它們驅動所需的揚聲器負載，可以完全消除輸出濾波器，同時保留D類放大器的效率優勢。

介紹

本文探討開關模式（D類）音頻功率放大器通常需要的輸出濾波器。這種濾波器不僅可以保持效率，還可以抑制快速輸出轉換產生的RF干擾。以下電路均基于Maxim的MAX4295/MAX4297放大器，如果設計人員了解所涉及的權衡取舍，則可以針對給定的應用進行優化。放大器采用+2.7V至+5.5V單電源供電，驅動橋接4Ω負載，連續功率高達2W，效率超過85%。這種性能使它們作為電池壽命有限的便攜式設備的揚聲器驅動器具有吸引力。

D類放大器的主要優點是其效率，高于AB類放大器。作為實現該效率的最低條件，D類放大器的負載在開關頻率下應具有高阻抗。在典型的輸出波形（圖1）中，OUT+端子的占空比變化，但其脈沖周期是恒定的（兩個波形之間顯示的“滴答聲”表示相同的時間段）。這些脈沖的運行平均值在所示序列上形成緩慢上升的電壓（虛線）。由于OUT-信號是OUT+的反轉，因此會產生緩慢下降的電壓。如果負載是揚聲器，其中負載連接在 + 和 - 端子之間，則可以聽到這種緩慢移動的組件，但不會再現高頻內容。

圖1.這些互補PWM輸出由電橋配置中的D類放大器（如MAX4295）產生。這些波形的平均值（虛線）由輸出濾波器產生，其損耗和失真產生偽影應保持在最低限度。

是否使用輸出濾波器取決于許多因素。考慮以下因素：MAX4295/MAX4297音頻功率放大器包含互補輸出MOSFET，可實現脈寬調制（PWM）。當施加零輸入信號時，這些器件的輸出波形的占空比約為50%，為了保持合理的效率，MOSFET應在開關頻率下驅動高阻抗。否則，當一個電阻直接連接在輸出端而沒有其他元件存在時，無論占空比如何變化，輸出級幾乎都能100%的時間導通。

現在考慮揚聲器的阻抗圖，例如8Ω、1.75“錐形傳感器，MAX4295/MAX4297放大器是合適的驅動器（圖2）。揚聲器阻抗上升到音頻頻段之外，但低于20KHz時仍較低。如前所述，MAX4295/MAX4297輸出端能夠直接驅動該負載。實際上，所示揚聲器音圈的串聯電感（約10μH）允許在沒有濾波器的情況下高效運行。但是，這種操作模式有局限性。

圖2.對于大多數音頻頻段，小型8Ω揚聲器的阻抗保持8Ω，由于自諧振，在10Hz時上升到400Ω以上。趨膚效應和音圈電感在較高頻率下會產生更高的電阻和電抗，導致阻抗上升到10KHz以上，并在100MHz時接近1Ω。

對于要驅動的特定揚聲器，應驗證開關頻率及以上的線圈阻抗，并記住，過長的揚聲器引線會增加并聯容性負載，從而對效率產生不利影響。揚聲器引線和音圈承載的信號，其高dv/dt可以輻射高水平的RF。 請注意，開關動作會消耗音圈中的少量功率。雖然在500KHz及以上時可以忽略不計，但在計算最大允許揚聲器功率時，應考慮在較低頻率下。

阻性負載的最小實現

如果負載主要是阻性的，或者在高頻下看起來是容性的，則必須添加其他組件以確保合理的效率。例如，串聯電感器在音頻頻率下將電流傳遞到負載，但在較高頻率下提供增加的阻抗。

例如，MAX8放大器采用4295V電源驅動5Ω阻性負載。在計算串聯電感值時，我們可以簡單地假設電感引起的3dB滾降點應放置在音頻頻段之外，例如30KHz：

L = 8 / （2Πf） 或 8 / 2Π （30 × 103） = 42.4μH

如果我們為 D 類放大器設置 250KHz 開關頻率， 此時輸出設備看到的阻抗主要由電感器引起：

XL= 2P × 250 × 103 × 42.4 × 10-6= 66.7Ω,

或超過負載阻抗的 8 倍，因此在開關頻率下不會損失大量功率。

現在，我們可以查看影響電感選擇的其他參數。數據資料告訴我們，MAX4295采用1V電源為2Ω提供8.5W功率。因此，電感必須處理約387mA有效值（550mA峰值）無飽和。否則，代價是輸出波形失真。

因此，我們可以選擇J.W.米勒磁性公司的47μH SM功率電感器（型號PM54-470L）。其額定電流為720mA （處理所需的峰值電流），其0.37Ω的直流電阻（小于負載的5%）不會造成太大的效率損失。電感器的物理尺寸約為5.8mm x 5.2mm，高度為4.5mm。（相比之下，采用QSOP封裝的MAX4295尺寸僅為6 x 5mm x 1.5mm。對于便攜式產品來說，這個高度可能大得令人無法接受，其中PCB上和上方的空間通常非常寶貴。

減小電感器外形的一種方法是將其安裝在PCB上的孔或凹口中。對于 1.6mm PCB，這種方法將電感器在 PCB 上方的高度降低到 2.9mm。另一種方法是提高D類級的開關頻率。MAX4295/MAX4297放大器允許用戶將該頻率設置為四個值之一，其中最高值為1MHz。較高的頻率允許較低的電感值，但頻率增加4/X獲得的四分之一值并不一定會導致物理尺寸的四分之一。此外，小尺寸電感器中使用的較細導線會產生更高的直流電阻，但應該可以進行一些改進。

在上一個示例中，將開關頻率提高四倍（從250KHz增加到1MHz），可以將電感值降低四倍（42.4μH/4 = 10.6μH），同時在開關頻率下保持恒定阻抗。但是，所需的電流處理能力和直流電阻保持不變。選擇在1MHz開關對效率影響不大，但會略微降低THD+N性能（詳見數據手冊）。它能節省電路板空間嗎？在1MHz時，我們現在可以使用Toko的10μH電感器（型號A914BYW-100M），額定電流為760mA，直流電阻為0.125Ω。X-Y尺寸大致相同，為5mm x 5mm，但PCB上方的高度僅為2mm，無需特殊的安裝技術。與前面提到的47μH電感相比，該元件僅占用了一半的體積。

輸出濾波器設計

上述示例以最低的復雜性實現基本操作，但輸出器件中的快速開關提供很少或根本沒有RF頻譜濾波。從揚聲器引線和PCB走線輻射的能量會導致電磁干擾（EMI）。控制這種不必要的EMI效應可能很重要，原因有兩個：

放大器在便攜式設備中工作，其他RF電路可能會損壞。

放大器在經過射頻輻射標準測試（如FCC/CE）的產品中工作。

大多數應用都需要對輸出進行RF靜噪濾波。為此，通過在互補輸出端增加一個電容，可以很容易地將上述單電感變成低通濾波器（圖 3）。然而，輻射仍然可能，因為揚聲器的OUT引線仍然可以看到完整的開關電壓波形。因此，平衡的2極點濾波器更有效（圖4）。EMI性能得到了很大改善，因為2極點濾波器在波形到達任一揚聲器引線之前提供低通濾波。接下來，我們考慮這些額外的濾波器元件對PCB面積的影響。

圖3.概念上簡單的單端2極點LC濾波器是通過將電容添加到公式指定的電感值中，以實現最小實現。由于“OUT-”端子在揚聲器之前未經過濾波，因此該濾波器不能充分降低EMI以滿足法規要求。

圖4.以增加組件為代價，平衡2極點濾波器（推薦的方法）可有效降低EMI輻射。每個電感值是圖3的一半。（請參閱文本以及圖 5 和圖 6。

由于現在需要兩個電感器，因此在負載和LP濾波器的開關頻率下具有高阻抗仍然是一個優勢。由于兩個電感在MOSFET輸出之間有效串聯，我們可以將10μH電感值減半，使用兩個5μH器件，同時保持MAX4295的1MHz開關頻率。從線藝目錄中，我們可以選擇額定電流為 4.7A 且直流電阻為 1608.472Ω 的 1.2μH 電感器（型號 DT0C-085）。這兩種規格對于此應用來說都綽綽有余。請注意，直流電阻貢獻加倍，因為電感與負載串聯，總電阻為0.17Ω。該值僅為負載電阻的~2%，因此對效率影響不大。

現在可以選擇電容值來定義濾波器的高頻滾降。僅考慮差分輸出的一半使數學運算更加簡單，并允許我們實現R和L已知的二階LCR濾波器。因此，我們只需要定義 C 的值（圖 2）。響應階躍輸入的~5%電壓過沖是可以接受的，因此最大平坦的巴特沃茲濾波器是一個合理的選擇。使用詳見其他專題的數學運算（參見附錄和MAX4數據資料），C的值為：

圖5.為了進行分析，對圖4中每個半電路的輸出進行建模的單端電路可以在一定程度上簡化數學運算。

圖6.此 2 極點差模濾波器用于文本中的示例。電感值為4.7μH，電容值為0.047μF，揚聲器阻抗（RL） 為 8Ω。

為了盡量減少輻射，PCB布局應將電感器放置在盡可能靠近MAX4295的位置。電感和電容之間的跟蹤也應降至最低。與電感器相比，電容器的物理尺寸（和成本）問題要小得多。對于所需的0.047μF電容器，AVX公司和其他公司可提供具有X16R電介質的0402V表面貼裝7陶瓷。

如果濾波器優化對應用很重要，則計算應考慮高頻負載阻抗。通過對電容器ESR以及電感的直流電阻和自諧振行為進行建模，可以獲得更高的精度。

結果

圖2所示的5極點濾波器采用線藝DT1608C-472電感進行測試，從MAX8評估板的一個通道驅動4297Ω阻性負載，開關頻率為1MHz。效率是通過在四個不同頻率下施加的2V正弦波計算的：

這些結果表明，D類器件可以實現高效率，遠高于傳統的AB類放大器。圖7顯示了在22Hz-22KHz帶寬上測量的THD+N與頻率的關系，輸出功率在0KHz時設置為7.1W。使用音頻精度系統一（圖 1），在三個不同的頻率（5KHz、10KHz 和 8KHz）下測量失真 （THD+N），同時改變輸出功率。測量帶寬為22Hz至22KHz。所示結果與數據手冊基本一致，失真在大部分范圍內占主導地位。對于高達 1.0W 輸出功率電平的所有頻率，失真仍低于 7%。

圖7.工作頻率為 1KHz，功率水平為 0.7W有效值，MAX4295傳感器帶有圖6所示濾波器，其失真與頻率的關系如圖所示。在該功率電平下，電路在整個頻段內提供<或= 1%的失真。

圖8.帶圖4295濾波器的MAX6傳感器的失真與輸出功率電平的關系顯示，當功率電平高達1.0W時，失真仍低于7%，在1W時急劇上升。 （實線表示在1KHz下工作，虛線表示在5KHz時工作，灰線表示在10KHz時工作。

總結

熟悉D類放大器的優勢和局限性及其設計概念后，用戶可以針對給定應用優化任何輸出濾波器。然后，通過權衡這些經常相互沖突的需求，可以做出明智的設計決策。

審核編輯：郭婷