三路輸出±5%穩壓高效POE（以太網供電）電源
POE電源的最大輸入功率取決于受電設備(PD)的功率分級。 對于0級PD，最大功率為12.95W；1級PD的功率為3.85W。 本應用筆記介紹了一個三輸出、功率為3.12W、具有±5%穩定輸出的高效POE電源。
電源的關鍵特性
275kHz開關頻率
符合IEEE802.3af電源標準
在一個16引腳SO封裝內集成了符合IEEE802.3af標準的POE接口和PWM控制器(MAX5941A)
反激型拓撲結構
同步整流輸出
交流隔離電壓達1500V的隔離輸出
所有輸出穩定在±5%以內
輸出：+3.3V （0.2A）、+2.5V （0.6A）和+1.2V （0.8A）
電源工作原理
圖1電路是利用符合IEEE802.3af標準的POE接口和PWM電流模式控制器(U2) MAX5941A構成的三輸出POE電源。 電源的3.3V和2.5V輸出采用同步整流反激拓撲結構，1.2V輸出由同步整流降壓轉換器從3.3V降壓產生。 電路原理圖中沒有包含輸入部分的二極管整流橋。
符合IEEE802.3af標準的POE接口部分
MAX5941A IC中一半用于產生POE接口。 二極管整流橋的直流輸出加在電容C10的兩端。 齊納二極管D4用于防止MAX5941A出現過壓。 MAX5941A的內部熱插拔MOSFET會在39V時導通，并緩慢地將C6充電到40V。 MOSFET的導通限制了浪涌電流。 當C6幾乎被充滿到輸入電壓時，PGOOD信號變為高電平。 R10為PD偵測電阻，R25為分級電阻。
PWM控制部分
MAX5941A的另一半電路為PWM控制部分。 當電源作用到PWM部分時，PWM控制器開始工作。 軟啟動電容C14緩慢升高功率變壓器的原邊峰值電流。
圖1. 電源的原理圖
| 指示器 | 數量 | 描述 |
| C1， C5， C7 | 3 | 陶瓷電容器 100μF， 6.3V， X5R， 10% （1210） |
| C10 | 1 | 陶瓷電容器 0.1μF， 100V， X7R， 20% （1206） |
| C11 | 1 | 陶瓷電容器 0.47μF， 16V， X7R， 20%， （0805） |
| C12， C15， C17， C19， C20 | 5 | 陶瓷電容器 0.1μF， 16V， X7R， 20% （0603） |
| C13 | 1 | 陶瓷電容器 4700pF， 100V， X7R， 20% （0603） |
| C14 | 1 | 陶瓷電容器 1000pF， 50V， X7R， 20% （0603） |
| C16 | 1 | 陶瓷電容器 0.33μF， 25V， X7R， 20% （0603） |
| C18 | 1 | 陶瓷電容器 47pF， 50V， COG， 20% （0603） |
| C2 | 電解電容器 4.7μF， 35V | |
| C21 | 1 | 陶瓷電容器 47μF， 6.3V， X5R， 10% （121） |
| C24， C25， C4 | 3 | 陶瓷電容器 0.1μF， 16V， X7R， 20% （0603） |
| C26 | 1 | 陶瓷電容器 220pF， 50V， X7$， 20% （0603） |
| C6 | 電解電容 22μ， 63V | |
| 松下EEVFK1220XP | ||
| C8 | 1 | 松下EEVFK1220XP |
| C9 | 1 | 陶瓷電容器 2.2nF， 250VAC， X7R， 20% （2220） |
| D1， D2， D3， D6 | 4 | 二極管 1N4148W （SOD323） |
| D4 | 1 | 齊納二極管 SMBJ54 （中小型） |
| D5-D8 | 2 | 肖特基二極管 BAT54 （SOT23） |
| L1 | 1 | 電感 4.7μH， 線藝 DO1608C-472 |
| L2， L3 | 2 | 電感器 1μH， 線藝 DO1608C-102 |
| 第一季度 | 1 | NPN 小信號晶體管 MMBT3904 （SOT23） |
| 第一季度 | 1 | n 溝道場效應管 5A，150V （DPAK） |
| 仙童半導體FQD5N15 | ||
| 第一季度 | 1 | PNP 小信號晶體管 MMBT3907 （SOT23） |
| 第一季度 | 1 | n 溝道、邏輯電平、功率溝槽 MOSFET （SOT23） |
| R1 | 1 | 電阻 4.75k， 1% （0603） |
| R10 | 1 | 電阻 25.5k， 1% （1206） |
| R11 | 打開 | |
| R12 | 1 | 電阻 221Ω， 1% （0603） |
| R14 | 1 | 電阻 2.10K， 1% （0603） |
| R16 | 1 | 電阻 33Ω， 1% （0603） |
| R17， R21 | 2 | 電阻 1k， 1% （0603） |
| R18 | 1 | 電阻 22Ω， 1% （0603） |
| R19 | 1 | 電阻 1.5Ω， 1% （0805） |
| R2 | 1 | 電阻 47Ω， 1% （0603） |
| R22 | 1 | 電阻 7.87k， 1% （0603） |
| R22 | 1 | 電阻 1M， 1% （0603） |
| R23 | 1 | 電阻 1M， 1% （0603） |
| R24 | 1 | 電阻 2.32k， 1% （0603） |
| R25 | 1 | 電阻 255Ω， 1% （0805） |
| R26 | 1 | 電阻 10k， 1% （0603） |
| R3 | 1 | 電阻 100Ω， 1% （0603） |
| R4 | 1 | 電阻 11.30k， 1% （0603） |
| R6， R7 | 2 | 電阻 10kΩ， 1% （0603） |
| R8 | 1 | 電阻 49.9k， 1% （0603） |
| R9 | 1 | 電阻 22.60k， 1% （0603） |
| T1 | 1 | 定制變壓器線藝C1154-B |
| T2 | 1 | 柵極驅動變壓器脈沖工程PA0184 |
| U1 | 1 | 雙通道 N 溝道 2.5V （G-S） MOSFET （SO8） |
| 維沙伊 Si9926BDY | ||
| U2 | 1 | 符合 IEEE802.3aF 標準的 POE/PWM 控制器 （SO16） |
| 馬克西姆 MAX5941A | ||
| U3 | 1 | 8 引腳 SO 誤差放大器光耦合器 （SO8） |
| 仙童半導體FOD2712 | ||
| U4 | 1 | 3A 1MHZ 降壓穩壓器，內置開關 （QSOP16） |
| 馬克西姆MAX8505 |
PWM控制器是一個工作頻率為275kHz的電流模式控制器，最大占空比為85%。 R19為檢流電阻。 檢流電壓送入PWM控制器上的電流檢測端口，用于NDRV引腳的柵極驅動。 初始偏置由MAX5941A內部的高壓穩壓器提供，穩壓器輸入來自電容C8。 一旦開關動作并且電容C2上電壓超過10V，偏置電壓便而直接由電源VDD供給(而不是由輸入提供)
原邊柵極驅動
NDRV輸出饋送到由晶體管Q1和Q3，電阻R16和R2，電容C18以及二極管D1組成的圖騰柱緩沖器。 此緩沖器延遲驅動MOSFET Q2，使副邊雙同步整流MOSFET U1可以在MAX5941A提供的柵極驅動電壓變高時馬上關斷。 這樣可以避免當Q2開通時，變壓器(T1)副邊發生瞬時短路現象。
變壓器T1
變壓器T1有五個繞組。 引腳1至12是使用SMD線架、EFD 15鐵芯，匝數為40匝的主繞組。 主繞組第十七匝提供原邊偏置電源。 三個副繞組與主繞組隔離，可以承受高達1500V的交流電壓。 引腳5到8之間的繞組用于3.3V輸出，而引腳6到7之間的繞組用于2.5V輸出。 引腳4到9之間的繞組構成驅動繞組，用于驅動U1的MOSFET，并且與輸出繞組同相。 3.3V和2.5V繞組是采用雙線并繞方式，使繞組之間的耦合最大化。
副邊整流
雙MOSFET U1用于3.3V和2.5V輸出的同步整流，以保證較高的轉換效率。 變壓器(T1的引腳9和4)驅動繞組打開MOSFET U1的柵極。 當原邊MOSFET Q2關斷時，驅動繞組上的電壓變正，同時T2關斷Q6。 當MAX5941的NDRV引腳變高，柵極驅動變壓器T2接通柵極，使MOSFET Q6斷開，從而迫使U1內部的雙MOSFET關斷。 按照這種工作方式，在3.3V和2.5V輸出實現同步整流。
3.3V和2.5V反饋回路
U3包含了光耦、誤差反饋放大器和內部1.24V基準。 2.5V和3.3V輸出通過電阻R22和R1輸入到誤差放大器。 因為內部的誤差放大器的同相端輸入連接到內置1.24V基準電壓，反饋控制器將保持R24上的電壓穩定在1.24V。 R1和R22的阻值選擇要保證流過R24電流的1/2來自3.3V輸出，另外一半則來自于2.5V輸出。 通過同步整流以及上述處理過程，可以使3.3V和2.5V輸出誤差低于±5%。 反饋回路還包括C11、C15、R13、R14以及R21等器件。 電阻R21在光耦導通時能夠保持流入誤差放大器的電流最小。
1.2V輸出部分
1.2V輸出由同步整流降壓調節器從3.3V轉換得到。 U4 (MAX8505)是PWM降壓調節IC，內部包括同步整流所需的控制器和MOSFET。 在電容C20和C21上可以得到穩定的1.2V直流輸出。
審核編輯：郭婷
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