Thomas Cameron

當無線產業開始創建5G時，2020年顯得那么遙遠。而現在就快到2020年，這無疑將是屬于5G的十年。新聞每天都會報道新的現場試驗和即將進行的商業5G部署。對于無線產業來說，這是一個非常令人興奮的時刻。目前，行業5G焦點主要在增強移動寬帶方面，利用中頻和高頻頻譜中的波束合成技術向更高網絡容量和更高吞吐量發展。我們也開始看到利用5G網絡架構低延遲特性的用例興起，例如工業自動化。

就在幾年前，業界還在討論在移動通信中使用毫米波頻譜的可行性，以及規劃無線電設計人員面臨的挑戰。^1^ 短時間內發生了很多事情，行業已經從最初的原型制作迅速發展到成功的現場試驗，現在我們即將進行首次商業5G毫米波部署。許多初始部署將用于固定或移動無線應用，但不久的將來，我們還會看到真正的毫米波頻率移動連接。第一個標準已經設立，技術正在迅速發展，對毫米波系統的部署也進行了大量學習。雖然我們已經取得了長足的進步，但對于無線電設計人員來說，還有諸多挑戰。我們將在本文的其余部分探討RF設計人員面臨的一些挑戰。

本文分為三大主題。在第一部分，我們將討論毫米波通信的一些主要用例，為接下來的分析做鋪墊。在第二和第三部分，我們將深入研究毫米波基站系統的架構和技術。在第二部分，我們將討論波束成型技術，以及所需發射功率對系統前端技術選擇的影響。當波束成型備受媒體關注時，同樣重要的無線電在執行從位到毫米波頻率的轉換。我們將給出系統這一部分的信號鏈示例，并介紹部分ADI公司前沿組件供無線電設計人員考慮。

部署情形和傳播注意事項

我們在開發技術時，務必了解技術最終的部署方式。在所有工程實踐中，都有需要權衡的地方，而有更多的真知灼見，就會產生新穎的創新。在圖1中，我們突出了目前在28 GHz和39 GHz頻譜中探索的兩種常見情景。

在這種情況下，基站位于電線桿或塔上，并需要覆蓋大片區域才能產生積極的商業案例。在初始部署中，我們假設覆蓋范圍是室外到室外，是以客戶終端設備(CPE)安裝在戶外，并且在設計鏈接時確保較佳無線連接。由于天線向下，而用戶固定，我們可能不需要很大的垂直轉向范圍，但發射功率可能相當高，超過65 dBm EIRP，以較大限度地增加覆蓋范圍并利用現有的基礎設施。

在圖1b中，我們展示了一個密集的城市場景，基站將安裝在建筑物屋頂或正面離地較低的位置，將來可能會發展成路燈或其他街道級安裝。無論如何，這種類型的基站將需要垂直掃描功能，以便在整個建筑物的立面上傳送信號，最終隨著移動設備的出現，向地面上的移動用戶（行人和車輛）傳送信號。這種 情況下，傳輸功率可能不需要像郊區那樣高，但是室外向室內穿透仍然要面對低輻射玻璃的問題。如圖所示，在光束掃描范圍內，無論是水平軸還是垂直軸，我們都需要更大的靈活性。總之，沒有萬能的解決方案。部署情形將決定波束合成架構，而架構將影響射頻技術的選擇。

表1. 5G基站示例| 28 GHz 800 MHz帶寬下的鏈路預算 200米鏈路 | 下行鏈路（基站） | 上行鏈路 |

| ------------------------------------------------------------------------ | ------------------ | ---------- |

| 天線元件數 | 256 | 64 |

| 總傳導PA功率(dBm) | 33 | 19 |

| 天線增益(dB) | 27 | 21 |

| Tx EIRP (dBm) | 60 | 40 |

| 路徑損耗(dB) | 135 | 135 |

| 接收功率(dBm) | –75 | –95 |

| 熱噪聲層(dBm) | –85 | –85 |

| Rx噪聲指數(dB) | 5 | 5 |

| SNR/Rx元件(dB) | 5 | –15 |

| Rx天線增益(dB) | 21 | 27 |

| 波束合成后的Rx SNR (dB)) | 26 | 12 |

現在，我們來看一個實際的例子，導出一個簡單的鏈路預算來說明毫米波基站的發射功率要求，如表1所示。與蜂窩頻率相比，附加路徑損耗是毫米波頻率要克服的主要障礙，但障礙物（建筑物、植物、人等）也是另一個需要考慮的主要因素。近年來出現了大量關于毫米波頻率傳播的報道，文章“第五代(5G)無線網絡毫米波通信概述——以傳播模型為重點"中對此做了很好地概述。 ^2^ 討論并比較了數種模型，說明了路徑損耗對環境的依賴性，以及視線(LOS)方案與非視線(NLOS)方案的對比情況。 我們在這里不進行詳細討論，我們通常可以說，考慮到所需的范圍和地形，固定無線部署應考慮使用NLOS方案。在所舉示例中，我們考慮在郊區部署200米范圍的基站。根據NLOS室外到室外鏈接，我們假定這里的路徑損耗為135 dB。如果我們嘗試從室外穿透到室內，那么路徑損耗可能高30 dB。相反，如果我們 假設一個LOS模型，那么路徑損耗可能在110 dB左右。

在這種情況下，我們假設基站中有256個元件，CPE中有64個元件。在這兩種情況下，通過硅實施均可滿足輸出功率。假定鏈路是不對稱的，這在上行鏈路預算中起到了一定的緩解作用。在這種情況下，平均鏈路質量應允許在下行鏈路中進行64 QAM操作，在上行鏈路中進行16 QAM操作。如果需要，可以增加CPE 的發射功率至法定區域限制，以便改善上行鏈路。如果將鏈路范圍延伸到500米，路徑損耗將增加到大約150 dB。這是可行的，但會使上行鏈路和下行鏈路上的無線電變得更加復雜，功耗也將急劇增加。

毫米波波束合成

現在，我們來看一下各種波束合成方法：模擬、數字和混合，如圖2所示。我相信我們都很熟悉模擬波束合成的概念，因為這個話題在最近幾年的文獻中多有提及。在這里，我們有數據轉換器，將數字信號與寬帶基帶或IF信號相互轉換，連接執行上變頻和下變頻處理的無線電收發器。在射頻（例如，28 GHz） 中，我們將單個射頻路徑分成多條路徑，通過控制每個路徑的相位來執行波束合成，從而在遠場朝目標用戶的方向形成波束。這使得每條數據路徑都能引導單個波束，因此理論上來說，我們可以使用該架構一次為一個用戶服務。

圖2. 各種波束合成方法

數字波束成型就是字面意思。相移完全在數字電路中實現，然后通過收發器陣列饋送到天線陣列。簡單地說，每個無線電收發器都連接到一個天線元件，但實際上每個無線電都可以有多個天線元件，具體取決于所需扇區的形狀。該數字方法可實現較大容量和靈活性，并支持毫米波頻率的多用戶MIMO發展規劃，類似于中頻系統。這非常復雜，考慮到目前可用的技術，無論是在射頻還是數字電路中，都將消耗過多的直流電。然而，隨著未來技術的發展，毫米波無線電將出現數字波束合成。

近期實用、有效的波束合成方法是混合數模波束成型，它實質上是將數字預編碼和模擬波束合成結合起來，在一個空間（空間復用）中同時產生多個波束。通過將功率引導至具有窄波束的目標用戶，基站可以重用相同的頻譜，同時在給定的時隙中為多個用戶服務。雖然文獻中報道的混合波束成型有幾種 不同的方法，但這里顯示的子陣方法是實際的實現方法，本質上是模擬波束成型的步驟和重復。目前，報告的系統實際上支持2到8個數字流，可以用于同時支持單個用戶，或者向較少數量的用戶提供2層或更多層的MIMO。

讓我們更深入地探討模擬波束成型的技術選擇，即構建混合波束成型的構建模塊，如圖3所示。在這里，我們將模擬波束合成系統分為三個模塊進行處理：數字、位到毫米波和波束成型。這并非實際系統的劃分方式，因為人們會把所有毫米波組件放在鄰近位置以減少損耗，但是這種劃分的原因很快就會變得很明顯。

圖3. 模擬波束合成系統方框圖

波束成型功能受到許多因素的推動，包括分段形狀和距離、功率電平、路徑損耗、熱限制等，是毫米波系統的區段，隨著行業的學習和成熟，需要一定的靈活性。即便如此，仍將繼續需要各種傳輸功率電平，以解決從小型蜂窩到宏的不同部署情形。另一 方面，用于基站的位到毫米波無線電需要的靈活性則 要小得多，并且在很大程度上可以從當前Release 15規格中派生出來。^3^ 換言之，設計人員可以結合多個波束成型配置重用相同的無線電。這與當前的蜂窩無線電系統沒有什么不同，在這些系統中，小信號段跨平臺很常見，而且每個用例的前端更多都是定制的。

當我們從數字轉向天線時，就已經為信號鏈繪制了潛在技術的進展圖。當然，數字信號和混合信號都是在細線體CMOS工藝中產生的。根據基站的要求，整個信號鏈可以用CMOS開發，或者更有可能的是，采用多種技術的混合開發，為信號鏈提供較佳性能。例如，一種常見的配置是使用具有高性能SiGe BiCMOS IF 到毫米波轉換的CMOS數據轉換器。如圖所示，波束成型可采用多種技術實現，具體取決于系統需求，我們將在下面討論。根據所選的天線尺寸和發射功率要求，可以實現高度集成的硅方法，也可以是硅波束成型與離散PA和LNA的組合。

在之前的工作中，對變送器功率與技術選擇之間的關系進行了分析，^4,5^ 在此不再全面重復。但是，為了總結這一分析，我們在圖4中包含了一個圖表。功率放大器技術的選擇基于綜合考慮所需的變送器功率、天線增益（元件數）和所選技術的RF發電能力。如圖所示，可以在前端使用II-V技術（低集成方法）或使用基于硅的高集成方法，通過較少的天線元件來實現所需的EIRP。每種方法都有各自的優缺點，而實際的實現取決于工程在規模、重量、直流功耗和成本方面的權衡。為了為表1中導出的案例生成60 dBm的EIRP，演示文稿“5G毫米波無線電的架構與技術”^5^ 中進行的分析得出，較佳天線尺寸介于128至256個元件之間，較低的數量通過GaAs功率放大器實現，而較大的數量可采用全硅波束成型基于RF IC的技術實現。

圖4. 60 dBm EIRP的天線所需的變送器功率、天線尺寸和半導體技術選擇之間的關系5

現在讓我們從不同的角度來研究這個問題。60 dBm EIRP是FWA常用的EIRP目標，但數值可能更高或更低，具體取決于基站和周圍環境的期望范圍。由于部署情形變化很大，無論是樹木成蔭的地區、街道峽谷地區，還是廣闊的空地，都有大量的路徑損耗需要根據具體情況進行處理。例如，在假定為LOS的密集城市部署中，EIRP目標可能低至50 dBm。

FCC按設備類別^3,6^ 設定有定義和發布的規格，以及發射功率限制，這里我們遵循基站的3GPP術語。^3^如圖5所示，設備類別或 多或少地限定了功率放大器的技術選擇。雖然這不是一門精確的科學，但我們可以看到，移動用戶設備（手機）非常適合CMOS技術，相對較低的天線數量可以達到所需的變送器功率。這種類型的無線電將需要高度集成和省電才能滿足便攜式設備的需求。本地基站（小型蜂窩）和消費者終端設備（可移動電源）要求類似，涉及從變送器功率要求低端的CMOS到更高端的SiGe BiCMOS的一系列技術。中程基站非常適合SiGe BiCMOS技術，可實現緊湊的外形尺寸。在高端，對于廣域基站來說，可以應用各種技術，具體取決于對天線尺寸和技術成本的權衡。盡管可在60 dBm EIRP范圍內應用SiGe BiCMOS，但GaAs或GaN功率放大器更適合更高的功率。

圖5. 基于變送器功率的各種毫米波無線電尺寸適配技術5

T圖5顯示了當前技術的快照，但行業正在取得很大進展，技術也在不斷改進。如“5G毫米波無線電的架構與技術”演示文稿中所述，^5^ 提高毫米波功率放大器的直流功率效率是設計人員面臨的主要挑戰之一。

隨著新技術和PA架構的出現，上面的曲線將發生變化，并將為高功率基站提供集成度更高的結構。演示文稿 ““近期高效毫米波5G線性功率放大器設計簡短調查”^7^中很好地概述了PA技術的進展。

我們再復習一下上面的觀點，對波束成型部分進行總結。目前還沒有一種萬能的方法，可能需要設計各種前端設計來解決從小型蜂窩到宏的各種用例。

毫米波無線電：從位到毫米波及從毫米波到位

現在讓我們更詳細地討論位到毫米波無線電，并探討系統這一部分的挑戰。關鍵是要將位轉換為毫米波，再以高保真度轉換回來，以支持64 QAM等高階調制技術，以及未來系統中可能高達256 QAM的技術。這些新無線電的主要挑戰之一是帶寬。5G毫米波無線電名義上必須處理1 GHz或可能更高的帶寬，具體取決于頻譜的實際分配方式。雖然28 GHz下的1 GHz帶寬相對較低(3.5%)，但假設是3 GHz中頻下的1 GHz帶寬，那么設計起來就更具有挑戰性，并且需要某種先進技術來實現高性能設計。

圖6展示了一個基于組件的高性能位到毫米波無線電的方框圖示例，構成ADI公司的寬RF和混合信號產品系列。該信號鏈經證實在28 GHz上支持連續的8× 100 MHz NR載波，具有出色的誤差矢量幅度(EVM)性能。有關此信號鏈及其演示性能的更多詳細信息，可參見ADI公司的 5G毫米波基站視頻。^8^

圖6. 寬帶位到毫米波無線電框圖

讓我們來討論一下數據轉換器。在圖6的示例中，我們顯示了所 使用的直接高中頻變送器發射和高中頻接收器采樣，其中數據 轉換器在中頻進行發射和接收。在能夠合理實現的情況下，中 頻要盡可能高，以避免在RF下的圖像濾波困難，從而將中頻驅 動到3 GHz及以上。幸運的是，先進的數據轉換器能夠在這種頻 率下工作。 AD9172 是一款高性能、雙通道、16位DAC，支持高達 12.6 GSPS的采樣速率。該器件具有8通道、15 Gbps JESD204B數據輸入端口、高性能片內DAC時鐘倍頻器和數字信號處理功能， 支持帶寬和高達6 GHz的多頻段直接至RF信號生成。在接收器中，我們顯示了雙通道、14位、3 GSPS ADC AD9208。 該器件內置片內緩沖器和采樣保持電路，專門針對低功耗、小尺寸和易用 性而設計。該產品設計支持通信應用，能夠實現高達5 GHz的寬帶寬模擬信號直接采樣。

在發射和接收中頻階段，我們建議將數字增益放大器從單一轉換為平衡，反之亦然，以避免使用巴倫。這里，我們在發射鏈中顯示 ADL5335在接收鏈中顯示 ADL5569 作為高性能寬帶放大器的示例。

對于中頻和毫米波之間的上變頻和下變頻，我們最近推出了一種 基于硅的寬帶上變頻器 ADMV1013和下變頻器 ADMV1014。這些寬帶變頻器件的操作范圍為24.5 GHz至43.5 GHz。此頻率覆蓋范圍廣泛，因此設計人員用一種無線電設計即可處理目前定義的所有5G毫米波頻段（3GPP頻段n257、n258、n260和n261）。兩種器件 均支持高達6 GHz的中頻接口和兩種變頻模式。如圖6所示，這兩種器件都包括片內4×本振(LO)倍頻器，且LO輸入范圍為5.4 GHz至11.75 GHz。ADMV1013既支持從基帶I/Q直接轉換為RF，也支持從中頻進行單邊帶上變頻。它在24 dBm的高輸出IP3提供14 dB的轉換增益。如果在單邊帶變頻中實現，如圖6所示，該器件提供25 dB邊帶抑制。ADMV1014既支持從基帶I/Q直接轉換為RF，也支持鏡像抑 制下變頻至中頻。該器件提供20 dB的轉換增益、3.5 dB的噪聲指數和–4 dBm的輸入IP3。鏡像抑制模式中的邊帶抑制為28 dB。

RF鏈中的最后一個組件是 ADRF5020 寬帶硅SPDT開關。ADRF5020 在30 GHz時提供2 dB的低插入損耗和60 dB的高隔離度。

最后，我們來討論頻率源。考慮到本振可能占據EVM預算的很大一部分，因此使用一個相位噪聲極低的來源來生成毫米波本振(LO)至關重要。

ADF4372是一種具有行業領先集成PLL和超低相位噪聲VCO的寬帶微波頻率合成器，輸出功率可達62.5 MHz至16 GHz。結合外部環路濾波器和外部基準頻率使用時，可實現小數N分頻或整數N分頻鎖相環(PLL)頻率合成器。8 GHz的VCO相位噪聲在100 kHz偏移時為–111 dBc/Hz，在1 MHz偏移時為–134 dBc/Hz。

圖6中的方框圖對于任何考慮28 GHz和39 GHz頻段毫米波設計的設計人員來說都是一個很好的起點，適合與需要高性能寬帶無線電的各種波束合成前端配合使用。ADI的 射頻、微波和毫米波 產品選型指南 中也列出了許多組件，其他信號鏈架構或類似高頻應用的設計人員可能會對這些組件感興趣。

總結

最近幾年，毫米波無線電發展迅猛，離開實驗室發展到了現場試驗，并將在接下來的幾個月進行商業部署。不斷發展的生態系統和新出現的用例要求波束合成前端具有一定的靈活性，但正如討論的那樣，有一些適合近天線設計的技術和方法可供選擇。無線電的寬帶特性（位到毫米波）需要前沿技術，但基于 硅的技術正在迅速發展，以滿足混合信號和小信號域的要求。基于目前可用的組件給出了一個高性能無線電設計示例。

審核編輯：郭婷