基于單光子雪崩二極管（SPAD）的光子直接飛行時(shí)間（dTOF）探測器通過測量發(fā)射光與反射光之間的時(shí)間間隔來計(jì)算所探測的距離，具有體積小、功耗低和分辨率高等優(yōu)點(diǎn)，已被廣泛應(yīng)用于自動(dòng)駕駛、人臉識(shí)別、AR/VR以及3D成像等新興應(yīng)用領(lǐng)域。dTOF探測器通常采用片內(nèi)的時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換器（TDC）來精確測量光子飛行時(shí)間，相比于間接飛行時(shí)間（iTOF）測量技術(shù)，具有更高的抗干擾能力和更寬的動(dòng)態(tài)范圍。目前dTOF探測器正朝著與硅基工藝相兼容的低成本和高集成度方向快速發(fā)展，然而還存在人眼安全閾值低、時(shí)間分辨率和動(dòng)態(tài)范圍相制約等問題。

據(jù)麥姆斯咨詢報(bào)道，南京郵電大學(xué)集成電路科學(xué)與工程學(xué)院、射頻集成與微組裝技術(shù)國家地方聯(lián)合工程實(shí)驗(yàn)室和核探測與核電子學(xué)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室的聯(lián)合科研團(tuán)隊(duì)在《光學(xué)學(xué)報(bào)》期刊上發(fā)表了以“一種硅基高靈敏度近紅外單光子dTOF探測器”為主題的文章。該文章第一作者為王帥康，通訊作者為徐躍。

本文基于0.18 μm BCD工藝研究并實(shí)現(xiàn)了一種近紅外高靈敏度dTOF探測器。

近紅外SPAD器件

器件結(jié)構(gòu)

所提出的近紅外SPAD器件的截面圖如圖2所示。該器件利用BCD工藝提供的高壓p阱（HVPW）和高壓n+埋層（HVBN）之間形成的深結(jié)耗盡層作為雪崩倍增區(qū)，有效提高對(duì)近紅外光子的探測概率。同時(shí)在HVPW里進(jìn)行淺結(jié)的重?fù)诫sP+注入，并在p+表面外側(cè)形成環(huán)形的陽極，且在p+區(qū)表面中間不做金屬硅化物淀積，形成透光的窗口。高壓n阱（HVNW）作為n+埋層的引出區(qū)域，在其表面進(jìn)行淺結(jié)的重?fù)诫sn+注入，并在n+區(qū)表面形成環(huán)形的陰極。在器件陰極n+接觸孔和陽極p+接觸孔之間還有淺溝槽隔離（STI），防止器件電極之間發(fā)生擊穿。特別是在雪崩倍增區(qū)外側(cè)有低摻雜的p 型外延層（P-epi）作為器件的虛擬保護(hù)環(huán)，不但能避免器件表面被過早擊穿，而且能有效降低保護(hù)環(huán)區(qū)域的電場，減小STI周圍缺陷引起的暗計(jì)數(shù)噪聲影響。

SPAD器件對(duì)光子的吸收主要發(fā)生在雪崩倍增區(qū)和高壓p阱區(qū)，由于雪崩倍增區(qū)被完全耗盡且深埋于襯底，因此能獲得比高壓p阱區(qū)更高的近紅外光生載流子量子效率。高壓p阱區(qū)和雪崩倍增區(qū)吸收光子后產(chǎn)生的電子-空穴對(duì)在反向電場作用下分別向n+埋層和p+陽極方向漂移。對(duì)于近紅外短波光子，由于能量較低而容易穿過高壓p阱中性吸收區(qū)進(jìn)入雪崩倍增區(qū)被吸收。靠近高壓p阱一側(cè)的雪崩倍增區(qū)由于摻雜濃度遠(yuǎn)低于n+埋層一側(cè)的雪崩倍增區(qū)，其耗盡區(qū)更寬，是產(chǎn)生光生載流子的主要區(qū)域。由于雪崩倍增區(qū)存在強(qiáng)電場，雪崩倍增區(qū)內(nèi)產(chǎn)生的光生電子和高壓p阱區(qū)擴(kuò)散過來的光生電子會(huì)在強(qiáng)電場作用下發(fā)生雪崩倍增效應(yīng)，使陽極電流在短時(shí)間內(nèi)迅速增加，實(shí)現(xiàn)單光子的探測。由于靠近高壓p阱一側(cè)的雪崩倍增區(qū)的光生電子在反向電場作用下最終進(jìn)入倍增區(qū)中心，從而使發(fā)生雪崩倍增的路徑更長、雪崩電場更強(qiáng)，可獲得更高的雪崩倍增因子，相比與主要依靠空穴碰撞電離的器件有更高的雪崩觸發(fā)概率，能顯著增強(qiáng)器件對(duì)近紅外光子的探測靈敏度。

圖1 SPAD截面圖

TCAD仿真分析

基于0.18 μm BCD工藝對(duì)所提出的SPAD器件使用SILVACO Atlas工具進(jìn)行了蓋革模式下的二維器件仿真。仿真采用了Shock-Read-Hall載流子產(chǎn)生-復(fù)合、Conmob和Fldmob遷移率、Selberherr碰撞電離和Geiger等物理模型以獲得接近實(shí)際的器件電學(xué)特性。為了能使所設(shè)計(jì)的SPAD器件既滿足小尺寸要求又保證不發(fā)生邊緣擊穿，需要優(yōu)化最佳保護(hù)環(huán)間距。圖2（a）顯示了仿真得到的四種不同保護(hù)環(huán)間距的器件I-V特性曲線。可以看出，保護(hù)環(huán)間距為GRW=0.5 μm和GRW=1.5 μm器件的雪崩擊穿電壓分別為19 V和31.7 V，而保護(hù)環(huán)間距為GRW=2.5 μm與3.5 μm器件的雪崩擊穿電壓均為42 V，這說明當(dāng)間距過小時(shí)，會(huì)在保護(hù)環(huán)邊緣區(qū)域提前發(fā)生雪崩擊穿，從而使SPAD器件不能正常工作。綜合考慮器件尺寸及性能，本文選用2.5 μm的保護(hù)環(huán)間距。圖2（b）為GRW=2.5 μm器件在過偏壓為3 V下的二維電場分布情況。可以看到器件雪崩區(qū)中心距表面深度約為4 μm，雪崩區(qū)寬度約為1 μm，電場分布均勻、集中，電場強(qiáng)度峰值達(dá)到3.75×10? V/cm，從而保證了對(duì)近紅外光子有更高的探測概率。由于虛擬保護(hù)環(huán)區(qū)域摻雜濃度低，電場強(qiáng)度明顯小于雪崩區(qū)中心電場，能夠有效防止器件邊緣過早擊穿，同時(shí)避免STI界面缺陷產(chǎn)生的載流子被強(qiáng)電場驅(qū)入雪崩倍增區(qū)而引發(fā)嚴(yán)重的暗計(jì)數(shù)噪聲。

圖2 TCAD仿真：（a）I-V特性曲線；（b）二維電場分布

單光子dTOF探測器讀出電路

探測器結(jié)構(gòu)

單光子dTOF探測器讀出電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，主要由模擬前端（AFE）、或邏輯樹（ORtree）、TDC電路以及并串轉(zhuǎn)換電路（PISO）組成。為了提高單光子探測效率，由16個(gè)SPAD器件構(gòu)成一個(gè)探測器陣列來增加有效的感光面積，每個(gè)SPAD都接1個(gè)由淬滅和脈沖整形電路構(gòu)成的模擬前端進(jìn)行雪崩淬滅和脈寬壓縮。dTOF探測器的工作原理如下：SPAD器件工作在蓋革模式下，激光發(fā)射后被目標(biāo)物反射回的光子被SPAD探測到立即產(chǎn)生雪崩電流。

圖3 單光子dTOF探測器電路結(jié)構(gòu)圖

TDC電路

為了實(shí)現(xiàn)高分辨率和寬動(dòng)態(tài)范圍的TOF值測量，本文提出了一種由粗計(jì)數(shù)器（CoarseCounter）、精計(jì)數(shù)器（Fine Counter）、插值器（Interpolator）以及鎖相環(huán)PLL 構(gòu)成的具有內(nèi)置時(shí)鐘的三步式混合結(jié)構(gòu)TDC，如圖4所示。考慮到參考時(shí)鐘頻率會(huì)影響系統(tǒng)的分辨率和動(dòng)態(tài)范圍，當(dāng)分辨率達(dá)到皮秒水平時(shí)，時(shí)鐘的抖動(dòng)會(huì)直接影響測量的精度和線性度，為此本文采用基于壓控振蕩器（VCO）的三階II型鎖相環(huán)為系統(tǒng)提供穩(wěn)定的時(shí)鐘。其中，VCO采用偽差分延時(shí)單元（Delay）結(jié)構(gòu)來抑制電源及襯底共模噪聲的影響，并在傳統(tǒng)偽差分延時(shí)單元的基礎(chǔ)上增加MP5和MP6管，其柵壓由外部偏置Vb進(jìn)行控制，不僅能夠拓寬VCO的頻率調(diào)諧范圍，而且有利于降低控制電壓Vc波動(dòng)造成的時(shí)鐘抖動(dòng)。此外，在每級(jí)延時(shí)單元的輸出端接入緩沖BUF電路提高時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)能力，可以得到具有低抖動(dòng)、低相位噪聲和占空比接近50%的四通道高頻分相時(shí)鐘（P1、P2、P3、P4）。

TDC的分辨率由分相時(shí)鐘的頻率和插值器決定，插值器包含對(duì)Start和Stop信號(hào)上升沿分別采樣的兩個(gè)模塊，每個(gè)模塊都由四個(gè)基本的插值單元（Unit）組成，插值單元內(nèi)部采用由傳輸門（TG）、D觸發(fā)器（DFF）和延時(shí)線（Delay line）構(gòu)成的相位插值結(jié)構(gòu)，通過Start/Stop信號(hào)控制傳輸門的柵極實(shí)現(xiàn)對(duì)相位狀態(tài)的鎖存，并且Start/Stop信號(hào)經(jīng)過短暫延時(shí)后控制DFF對(duì)傳輸門的數(shù)據(jù)進(jìn)行再次鎖存，避免了噪聲引起的DFF狀態(tài)翻轉(zhuǎn)。在30MHz輸入時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)下，VCO可輸出960 MHz的四通道高頻分相時(shí)鐘。分相時(shí)鐘P1~P4將時(shí)鐘周期分成8個(gè)時(shí)間間隔實(shí)現(xiàn)130 ps的時(shí)間分辨率，其中每個(gè)時(shí)間間隔對(duì)應(yīng)一個(gè)相位狀態(tài)，當(dāng)Start或Stop信號(hào)到來時(shí)，插值器可以直接鎖存其上升沿所處的相位狀態(tài)。而TDC的動(dòng)態(tài)范圍取決于粗計(jì)數(shù)器量程，粗計(jì)數(shù)器采用反饋移存型同步計(jì)數(shù)器，在參考時(shí)鐘周期不變的情況下可以通過增加計(jì)數(shù)器位數(shù)提高滿量程范圍。但同步計(jì)數(shù)器位數(shù)的增加會(huì)導(dǎo)致時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)能力的不足，因此增加了由異步計(jì)數(shù)器構(gòu)成的精計(jì)數(shù)器。精計(jì)數(shù)器在對(duì)分相時(shí)鐘進(jìn)行計(jì)數(shù)的同時(shí)完成對(duì)高頻時(shí)鐘的分頻，利用帶負(fù)載能力更強(qiáng)的低頻時(shí)鐘可以驅(qū)動(dòng)更多位數(shù)的粗計(jì)數(shù)，并且采用同步加異步的計(jì)數(shù)方式相較于單一結(jié)構(gòu)的異步計(jì)數(shù)器能獲得更快的響應(yīng)速度。如圖4所示，設(shè)計(jì)的2 bit精計(jì)數(shù)器可對(duì)960 MHz時(shí)鐘信號(hào)（P1）進(jìn)行四分頻處理產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)能力更強(qiáng)的240 MHz的低頻時(shí)鐘CP用于驅(qū)動(dòng)6 bit粗計(jì)數(shù)器。TDC共輸出16 bit數(shù)據(jù)，包含6 bit粗計(jì)數(shù)D[15:10]、2 bit精計(jì)數(shù)D[9:8]、4 bit Stop相位狀態(tài)D[7:4]以及4 bit Start相位狀態(tài)D[3:0]。TDC電路具體的量化過程如圖5所示。

圖4 TDC讀出電路結(jié)構(gòu)

圖5 TDC電路量化原理

測試結(jié)果分析與討論

提出的近紅外dTOF探測器基于0.18 μm工藝實(shí)現(xiàn)流片，芯片的顯微照片如圖6（a）所示。為保證芯片正常穩(wěn)定工作，在核心電路及器件周圍加入大量濾波電容CAP穩(wěn)壓、降噪，并添加ESD保護(hù)電路防止靜電效應(yīng)的影響。芯片包含16個(gè)SPAD和模擬前端電路以及TDC，整體尺寸為1.2 × 0.84 mm2。為了評(píng)估探測器芯片的電學(xué)和光學(xué)特性，搭建了如圖6（b）所示的測試平臺(tái)，主要針對(duì)器件的雪崩擊穿電壓、PDP、DCR和后脈沖概率（AP）以及讀出電路的分辨率和光子飛行時(shí)間測量精度進(jìn)行了測試。

圖6 芯片及測試環(huán)境：（a）芯片顯微照片；（b）測試平臺(tái)

SPAD器件測試

使用Keithley 4200A-SCS半導(dǎo)體參數(shù)分析儀測量得到的SPAD反向I-V特性如圖7所示。在無光條件下，SPAD反向飽和電流即暗電流僅有3.7×10?11 A，而在有光條件下，由于光生載流子的產(chǎn)生，器件反向飽和電流比無光時(shí)明顯高出一個(gè)數(shù)量級(jí)。在有光和無光條件下SPAD器件的雪崩擊穿電壓都在42.5 V左右，而有光時(shí)器件雪崩電流隨偏壓上升的更加陡峭，測試結(jié)果與仿真結(jié)果顯示出很好的一致性。

圖7 I-V直流特性曲線

SPAD器件的DCR和AP的測試均在無光環(huán)境下通過FPGA統(tǒng)計(jì)SPAD輸出的雪崩脈沖個(gè)數(shù)得到。其中，DCR由多次1秒內(nèi)計(jì)數(shù)得到的雪崩脈沖的平均數(shù)確定，而大多數(shù)后脈沖事件出現(xiàn)在雪崩發(fā)生后的最初幾微秒內(nèi)，其概率可以通過記錄數(shù)百萬次雪崩脈沖的時(shí)間間隔形成的直方圖統(tǒng)計(jì)獲得。器件的暗計(jì)數(shù)噪聲主要由非平衡載流子熱產(chǎn)生-復(fù)合、缺陷輔助隧穿和帶-帶隧穿三種機(jī)制產(chǎn)生，帶-帶隧穿僅在5 V以上的高過偏壓下才會(huì)發(fā)生，而熱產(chǎn)生-復(fù)合和缺陷輔助隧穿機(jī)制分別與溫度和過偏壓呈正相關(guān)。圖8（a）顯示了器件在不同溫度及過偏壓下的DCR變化曲線，可以看出，隨著過偏壓的升高，器件的DCR沒有發(fā)生明顯的退化，表明隧穿效應(yīng)對(duì)暗計(jì)數(shù)的貢獻(xiàn)較小。在給定的過偏壓下，當(dāng)溫度由24oC升至70oC時(shí)，DCR顯著增大說明該器件的主要暗計(jì)數(shù)噪聲來源是與溫度相關(guān)的熱產(chǎn)生-復(fù)合機(jī)制。從整體上看，該器件在溫度低于70 oC時(shí)，DCR整體低于1.3 KHz，并且在5 V高的過偏壓下，24 oC室溫時(shí)DCR小于200 Hz，表現(xiàn)出較低的暗計(jì)數(shù)水平。后脈沖事件與器件自身固有的深能級(jí)缺陷有關(guān)，由于本文提出結(jié)構(gòu)采用較深的雪崩區(qū)，雪崩區(qū)附近的缺陷密度低，同時(shí)其受到表面高濃度界面態(tài)的影響非常小，后脈沖事件發(fā)生的概率相對(duì)較小。圖8（b）顯示了室溫下SPAD后脈沖概率隨過偏壓的變化關(guān)系，在5 V過偏壓下僅有0.92%。從DCR和AP的測試結(jié)果可以看出該器件具有優(yōu)異的噪聲性能。

圖8 （a）不同溫度下DCR隨過偏壓的變化；（b）室溫下后脈沖概率隨過偏壓的變化

為了測量SPAD器件的PDP，將波長范圍為405 ~ 940 nm的激光通過光纖傳送到積分球（Integrating sphere），積分球會(huì)將光均勻散射到器件表面和光功率計(jì)的探頭。并且光功率計(jì)可以校準(zhǔn)總?cè)肷涔夤β蕿閚W級(jí)，從而保證SPAD器件工作在單光子狀態(tài)，以免入射光子過多發(fā)生堆疊效應(yīng)。

PDP測量結(jié)果如圖9所示，在過偏壓大于2 V時(shí)，PDP在450 ~ 780 nm波長范圍內(nèi)均大于15%，在5 V過偏壓下，器件在600 nm處的PDP峰值達(dá)到了43.3%。此外，由于具有深結(jié)的雪崩倍增區(qū)，器件對(duì)780 ~ 940 nm的近紅外光子的響應(yīng)靈敏度也得到顯著增強(qiáng)，PDP在905 nm處依然能夠大于7.6%。測試結(jié)果驗(yàn)證了該SPAD具有寬光譜響應(yīng)范圍，可以工作在人眼閾值較高的近紅外短波波段。

圖9 PDP對(duì)光子波長響應(yīng)曲線

圖10將所設(shè)計(jì)SPAD器件的近紅外PDP和DCR的性能與報(bào)道的先進(jìn)成果進(jìn)行了對(duì)比。可以看到，除背照式器件外，對(duì)于傳統(tǒng)光子正面入射的器件在905 nm處的PDP通常小于6%。而本文所設(shè)計(jì)的器件在905 nm處的PDP能夠達(dá)到7.6%，優(yōu)于其他成果，并且表現(xiàn)出低的暗計(jì)數(shù)噪聲。

圖10 與其他性能先進(jìn)的SPAD器件比較

dTOF讀出電路測試

dTOF讀出電路靜態(tài)特性的測試包括動(dòng)態(tài)范圍、時(shí)間分辨率和非線性誤差。其中動(dòng)態(tài)范圍和時(shí)間分辨率可以通過構(gòu)建傳遞特性曲線表示，根據(jù)傳遞特性曲線可以求得非線性誤差。傳遞特性曲線的具體測試方法為：首先利用數(shù)字延時(shí)器將Start和Stop之間的時(shí)間間隔以4.16 ns的時(shí)長步進(jìn)，檢測讀出電路的動(dòng)態(tài)范圍。然后選取幾個(gè)關(guān)鍵時(shí)間為起點(diǎn)，按照同樣的方法以5 ps的時(shí)長步進(jìn)，記錄輸出結(jié)果跳變時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸入時(shí)間間隔，兩個(gè)跳變點(diǎn)之間的時(shí)間間隔為實(shí)際時(shí)間分辨率。測得的傳遞曲線如圖11所示，由于存在電源波動(dòng)、時(shí)鐘抖動(dòng)、器件失配等非理想因素，實(shí)際傳遞曲線與理想結(jié)果存在一定誤差。在評(píng)估系統(tǒng)的非線性誤差時(shí)，以107~111.5 ns分辨率測試獲取的所有數(shù)據(jù)為基礎(chǔ)，得到了如圖12所示的差分非線性度（DNL）和積分非線性度（INL）曲線。結(jié)果顯示，DNL和INL分別在-0.88 LSB ~ 0.81 LSB和-0.92 LSB ~ 0.58 LSB范圍內(nèi)變化，均小于±1 LSB（1LSB=130ps），表明讀出電路的傳遞特性能保持單調(diào)特性，誤差波動(dòng)范圍較小。

圖11 TDC傳遞特性曲線

圖12 TDC非線性誤差：（a）DNL曲線；（b）INL曲線

為了研究非理想條件下dTOF探測器量化結(jié)果的穩(wěn)定性，通過外部輸入固定時(shí)間間隔的Start和Stop信號(hào)進(jìn)行讀出電路動(dòng)態(tài)特性測試。圖13（a）示波器顯示了80 ns TOF值的仿真結(jié)果與實(shí)測結(jié)果的對(duì)比。由于傳輸路徑不同，Start和Stop信號(hào)的傳輸延時(shí)存在差異，測試結(jié)果與實(shí)際TOF值存在一定的偏差，因此在后續(xù)數(shù)據(jù)處理中可將其作為固定延時(shí)偏差進(jìn)行補(bǔ)償。此外，受電源噪聲以及信道之間串?dāng)_的影響，探測器每次量化的結(jié)果會(huì)存在差異，這種差異可以通過重復(fù)測量恒定的TOF值并計(jì)算測量結(jié)果的分布標(biāo)準(zhǔn)差（RMS）即單射精度（precision）進(jìn)行表征。圖13（b）是對(duì)TOF=80 ns進(jìn)行約1000次測量得到的單射精度統(tǒng)計(jì)直方圖。可以看出，測試結(jié)果呈高斯分布，并且對(duì)峰值數(shù)據(jù)（79.682ns）進(jìn)行固定誤差補(bǔ)償之后，其結(jié)果接近實(shí)際TOF值，此外，多次測量得到的RMS僅為188 ps。

圖13 動(dòng)態(tài)特性測試：（a）瞬態(tài)輸出波形；（b）單射精度

表1對(duì)比了近期報(bào)道的幾種dTOF探測器的關(guān)鍵性能。可以看出，本文提出的SPAD器件具有優(yōu)越的性能，實(shí)現(xiàn)了高于其他研究成果的峰值PDP和低的暗計(jì)數(shù)。所設(shè)計(jì)的TDC讀出電路在保持相對(duì)較小的時(shí)間分辨率的情況下達(dá)到了較大的動(dòng)態(tài)范圍，并且動(dòng)態(tài)范圍可以根據(jù)時(shí)鐘的實(shí)際驅(qū)動(dòng)能力增加粗計(jì)數(shù)位數(shù)來進(jìn)一步擴(kuò)展。同時(shí)，TDC的其他性能參數(shù)如線性度和單射精度等都控制在合理的范圍內(nèi)。

表1 dTOF探測器關(guān)鍵性能對(duì)比

結(jié)論

本文采用0.18 μm BCD工藝設(shè)計(jì)了一款基于SPAD的近紅外高分辨率dTOF探測器。SPAD器件利用高壓p阱/n+埋層形成深結(jié)結(jié)構(gòu)并采用外延層做虛擬保護(hù)環(huán)，不但提高了對(duì)近紅外光子的探測概率，而且降低了暗計(jì)數(shù)率。所設(shè)計(jì)的三步式混合結(jié)構(gòu)TDC利用具有低抖動(dòng)且分相均勻的內(nèi)置PLL實(shí)現(xiàn)了130 ps分辨率和258 ns的動(dòng)態(tài)范圍。測試結(jié)果表明，在5 V過偏壓下SPAD器件峰值PDP高達(dá)45%，并且905 nm處的PDP大于7.6%。與先進(jìn)技術(shù)相比，該器件在能夠?qū)t外光子實(shí)現(xiàn)高探測概率的同時(shí)暗計(jì)數(shù)噪聲保持相對(duì)較低水平。此外，TDC讀出電路也獲得了較高的線性度，測得的DNL為-0.88 ~ 0.81 LSB，INL為-0.92~ 0.58 LSB。探測器在TOF為80 ns的單射精度測試中得到的抖動(dòng)半高全寬僅有293 ps。綜上，所提出的器件和讀出電路具有良好的性能，為后續(xù)設(shè)計(jì)具有高效率、高分辨率和寬動(dòng)態(tài)范圍的大陣列探測器奠定了基礎(chǔ)。

審核編輯：彭菁