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1. 傳統(tǒng)單通道PLL

傳統(tǒng)PLL大都采用單通道控制技術，其結構框圖和調諧曲線如圖1所示。通過單通道來控制壓控振蕩器，數(shù)字邏輯控制可編程電容陣列來展寬調諧范圍，同時減小振蕩器增益（Kvco），降低了噪聲耦合和非線性。

Fig1. 單通道控制技術（a）結構框圖；（b）調頻曲線

為了滿足寬調諧范圍，往往需要較多的數(shù)字控制邏輯，電容陣列開關全部導通和全部閉合會使總電容量差別較大，導致單通道控制PLL在不同band的Kvco差別很大。如圖1（b）所示，在實際應用中，外界溫度對調頻曲線的影響明顯，特別是在調頻曲線的非中央?yún)^(qū)域，不同band的Kvco變化更加劇烈，這種變化無法通過調整數(shù)字控制邏輯進行補償。

**2. **雙通道鎖相環(huán)

2.1 Rhee****結構

雙通道結構能夠使環(huán)路濾波器控制電壓變化范圍變小，進而提高電荷泵輸出線性度，同時控制電壓處于調頻曲線的中央?yún)^(qū)域，使振蕩器調頻線性度增強。所謂雙通道就是將環(huán)路分為粗調和細調兩條支路。國內PLL大牛清華大學李宇根（Woogeun Rhee）教授發(fā)表過一篇單輸入雙通道PLL，采用90nm CMOS工藝，在PCI Express Gen2應用中實現(xiàn)了0.48ps的RJ，最大帶寬為12MHz。

Rhee提出的單輸入雙通道PLL結構和頻率調諧曲線如圖2和圖3所示，采用模擬粗調環(huán)路代替?zhèn)鹘y(tǒng)PLL中的可編程電容陣列實現(xiàn)大的頻率調諧范圍。細調控制電壓范圍相對粗調減小了k倍，提高了前級CP和后級VCO增益的線性度。

Fig2.Rhee結構框圖

Fig3.Rhee結構頻率調諧曲線

**2.2 **本人提出的雙通道結構

本人在參考Rhee提出了圖4所示的雙通道結構，控制電壓經粗調和細調環(huán)路將電壓轉成電流，為環(huán)形振蕩器（cco）提供電流（icco），滿足Icco=i1+i2，其中i1為粗調環(huán)路產生的電流，i2為細調環(huán)路產生的電流。

Fig4. 本人提出的雙通道結構

之所以稱為粗調環(huán)路是因為電阻R1和電容C1為環(huán)路提供了一個很大的時間常數(shù)，R1和C1為環(huán)路增加了一組極零對。粗調環(huán)路大RC的存在，使得環(huán)路等效增益主要由細調環(huán)路決定，假設細調環(huán)路引入的增益為Kvco，M5與M4尺寸比為m5/4，M6與M3尺寸比為m6/3，則圖4所示相位域的表達式為（忽略C2的影響）：

可見雙通道鎖相環(huán)在單環(huán)鎖相環(huán)的基礎上增加了一個極點和一個零點，頻率分別為：

其中ωp1和ωz1需要落在環(huán)路帶寬內且要遠遠小于單位增益帶寬，以免影響環(huán)路穩(wěn)定性。m5/4/ m6/3的比值不僅決定了環(huán)路增益，而且會影響環(huán)路穩(wěn)定性，在電路設計時應仔細考慮。

圖4中大電容C2的引入一方面降低了C2上極板的抖動，另一方面C2與cco正常工作時的等效電阻Rcco形成了一個左半軸的高頻極點，抑制了鎖相環(huán)輸出時鐘的高頻噪聲，這個極點頻率為：

C2太大會影響環(huán)路穩(wěn)定性，太小起不到濾波器作用，電路設計時置于10倍的單位增益帶寬處最佳。

由此可得圖4的完整相位域表達式為：

可得本文提出的單輸入雙通道鎖相環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)：

其中Kpc為鑒頻鑒相器和電荷泵的等效增益，大小為I CP /2π；F(s)二階濾波器傳遞函數(shù)，N為內部高速分頻器的分頻比。

折中選取圖4中R1為421kΩ，C1為61pF，C2為17pF，m5/4為58.5，m6/3為1，細調環(huán)路Kvco為250MHz/V。然后計算出不同環(huán)路帶寬、分頻比、電荷泵電流下的濾波器參數(shù)滿足表1，其中Fref為參考頻率、Fc為環(huán)路帶寬、PM為相位裕度、Icp為電荷泵電流、Kvco為壓控振蕩器增益、N為內部高速分頻器的分頻比、R2和C1、C2表示環(huán)路濾波器中的電阻和電容。

表1 雙通道PLL輸出頻率為2.50GHz時的環(huán)路參數(shù)